基于F28335的旋轉變壓器接口電路的應用設計

王海明，胡劍生，王旭昊，李 嘉，楊新影

（許繼集團有限公司 河南 許昌 461000）

旋轉變壓器簡稱“旋變”,是自動裝置中的一類精密控制微電機，主要用于伺服控制系統中。與光學編碼器相比，旋轉變壓器不僅具有更好的抗震動、抗沖擊、抗濕度變化以及抗溫度變化的能力，同時還具有價格低廉，組裝簡單，維修方便的特點[1]。目前旋轉變壓器已廣泛應用于衛星、電動汽車、機床、新能源發電、家電等各種惡劣工作環境中，取得了較好的應用效果[2-3]。

文中通過分析旋變的工作原理，利用F28335控制芯片的特點，設計了一種接口電路，結合相應的算法，實現接口電路的應用。

1 旋轉變壓器工作原理

旋轉變壓器是一種輸出電壓隨轉子轉角變化的信號元件。當勵磁繞組以一定頻率的交流電壓勵磁時，輸出繞組的電壓幅值與轉子轉角成正弦、余弦函數關系，或保持某一比例關系，或在一定轉角范圍內與轉角成線性關系。旋轉變壓器的分類方法有很多，用于解算裝置中的旋轉變壓器有以下4種形式：

1)正余弦旋轉變壓器：其輸出電壓與轉子轉角的函數關系呈正弦或余弦函數關系。2)線性旋轉變壓器：其輸出電壓與轉子轉角呈線性函數關系。3)比例式旋轉變壓器：其輸出電壓與轉角呈比例關系。4)特殊函數旋轉變壓器：其輸出電壓與轉角呈某一給定的函數關系（如正割函數、倒數函數、彈道函數、圓函數以及對數函數等）。

圖1 BRX旋轉變壓器的原理示意圖Fig. 1 Schematic diagram of the BRX resolver

如圖1所示，此類旋變由一個旋轉的勵磁繞組、一對正交的定子繞組和一個輔助變壓器構成。勵磁繞組隨著電機軸一起旋轉，勵磁信號通過輔助變壓器進行施加，在正交的定子繞組上產生一組隨轉子角度變化的正余弦信號USIN和UCOS[4]。當給轉子繞組施加一個勵磁信號，即 ER1-R2= E s i n ω t 時，假定定子、轉子繞組匝比為k：1，則兩相正交定組中將感應如下信號：

式中 ：E—— 正弦波勵磁電壓幅值；ω——正弦波勵磁電壓角頻率；K——電壓比；θ——轉子角度。

由旋轉變壓器工作原理可知,在旋轉變壓器的原邊加上正弦激勵信號,可在其副邊得到同相位的兩路幅值為空間正交的正弦信號。通過監測它的幅值的變化,即可測出旋轉變壓器的轉子的空間角度的變化。

2 F28335芯片介紹及應用算法

2.1 F28335芯片介紹

TMS320F28335 DSP是TI公司最新推出的一款TMS320C28X系列浮點DSP控制器[5]。其具有150 MHz的高速處理能力，具備32位浮點處理單元，6個DMA通道支持ADC、McBSP和EMIF，有多達18路的PWM輸出，其中有6路為TI特有的更高精度的PWM輸出(HRPWM)，12位16通道ADC，外部存儲擴展接口、看門狗、三個定時器。與以往的定點DSP芯片相比，該器件的精度大大提高，另外，該DSP還具有成本低, 功耗小,性能高,外設集成度更高，數據以及程序存儲量更大,AD轉換更加精確和快速等特點。

由于TMS320F28335 DSP具有強大的集成功能，因此應用設計中選用內部的定時器產生8 kHz頻率的PWM波形，再結合外部的調理電路可以產生旋變激勵需求的正弦信號；選用高精度的ADC實現對旋轉變壓器輸出的正余弦波形的采集和存儲；選用32位浮點處理單元可以實現對旋轉變壓器幅值和角度的快速計算。

2.2 應用算法

本設計選用TMS320F28335 DSP軟件編程算法實現對旋轉變壓器輸出的正余弦信號的解碼運算，軟件解碼算法相對于RDC芯片具有成本低、抗環境能力強、采用數字濾波器消除速度帶來的滯后效應等特點[6]。設計中選用的軟件解碼算法為角度跟蹤觀察器的解碼算法，具體實現原理如圖2所示。

圖2 角度跟蹤觀察器原理圖Fig. 2 Schematic diagram of the angle tracking observer

圖中θ是電機轉子的實際角度，φ是觀察器輸出的估算角度。經過第一個加法器后的輸出結果為：

Finally, it is to be noted that in our work, Zn2TiO4 nanoparticles were prepared from the laboratory grade ZnO and TiO2 powders of extremely low cost ($10 for 500 g). Because of this, these nanoparticles can be a better choice for applications of visible photocatalytic dye decomposition.

在估算角度θ和實際角度φ偏差無限小的情況下，由極限運算法則可以得出觀測誤差代替[7]。第一個比例增益和第一個積分器組成PI調節器對(θ-?)進行數據調節，第一個積分器的輸出就是當前的速度。對當前速度再次進行積分并通過比例加減運算可以得到一個作為反饋用的估算角度φ ，該角度的正弦余弦值可通過查表得到。在實際應用中需要加入積分限幅環節，為防止積分累積造成估算角度φ超出2π ，需要對 進行監測，如超出2π范圍需要減去2π進行調整。同時由式（1）和式（2）可以看出，如果在激勵信號的峰值點進行采樣，計算會變得簡單些。由上圖2可以看出，角度跟蹤觀察器的解碼算法實現起來并不復雜，只有簡單的乘法和加法，這對于擁有32位浮點處理單元的DSP芯片 TMS320F28335來說，實現起來不會耗費大量的時間和內存空間占有率。

3 接口電路應用設計

接口電路的設計主要包含旋轉變壓器、PWM產生部分、激勵調理電路、旋變輸出正余弦信號調理電路、正余弦信號采集部分，具體實現如圖3所示。

圖3 旋變接口電路原理圖Fig. 3 Schematic diagram of the interface circuit for magslip

3.1 PWM產生及正余弦采集部分

TMS320F28335內部集成了3個定時器和12位16通道ADC功能，實現PWM和信息的采集就變得非常容易，設計應用中選用Timer0定時器產生幅值為3.3 V、占空比為1:1的8 kHz頻率的PWM波形，其中占空比和頻率是可以調節改變的。正余弦信號的A/D采集選用內部12位16通道ADC其中的兩路進行采集實現。

3.2 激勵調理電路設計

激勵調理電路是用來給旋轉變壓器提供激勵輸入信號,使旋轉變壓器在電機旋轉時能夠產生兩路交流信號。TMS320F28335已經產生了幅值為3.3 V、8 kHz頻率的PWM方波信號，要將方波信號變為旋變需要的正弦激勵信號，激勵電路不僅要實現方波到正弦波的變化，而且輸出的正弦波的功率不能太小，否則激勵不能直接驅動旋轉變壓器。因此，設計的激勵調理電路應該是波形轉換、濾波和功率放大電路的組合。具體的實現思路如圖4所示。

圖4 激勵調理電路原理圖Fig. 4 Schematic diagram of the excitation regulating circuit

3.2.1 積分電路設計

將方波變為三角波的積分電路如圖5所示，由于實際的積分器電路的輸出電壓受工作電源的限制，不可能輸出無限高，因此，對積分器R1C1參數有限制，即R1C1不能太小，否者，會導致三角波被削頂，成為“平頂波”。由于輸入U i為TMS320F28335產生成的占空比50%、幅值3.3 V、頻率為8 kHz的方波信號，而非對稱的 1.65 V方波信號，因此需要在OP13D的12端設計1.65 V的偏置電路。假設三角波的峰峰值為U2，根據電容的充電公式，可以計算R1C1的關系為：

由于運放TL0841的供電為±15 V，考慮積分三角波被削頂問題，選擇U2為6.25 V，代入式（4） 可得R1C1=1.65×10-5。

圖5 積分電路原理圖Fig. 5 Integral circuit diagram

3.2.2 隔直、濾波電路設計

隔直電路實際也是高通電路，可以將偏置電壓濾除，使得三角波關于零電壓對稱。由于三角波的頻率為8 kHz，設計時選用的高通截至頻率為530 Hz，具體的設計原理圖如圖6所示。

圖6 隔直電路原理圖Fig. 6 The DC circuit diagram

將隔直后的三角波轉換為正弦波，選用的濾波電路為Sallen-Key[7]單位增益低通濾波器，具體設計原理如圖7所示。

圖7 單位增益二階有源低通濾波器原理圖Fig. 7 Schematic diagram of the unit gain two order active low-pass filter

假設圖7中R4=R，C5=C，R3=mR，C4=nC，可以得出可以證明，對于一定的n，當(即m=1)，也即R3和R4阻值相等時，Q的值最大。當m=1時，n=4Q2。實際電路中，電阻R選取太大，引入的熱噪聲增大；C只選擇太小，又容易受寄生電容的影響。設計中選擇C=1 nF，n=4.7，R=5.1 kΩ,可得品質因數 ，R3=R4=5.1 kΩ，C5=1 nF，

3.2.3 放大電路設計

放大電路設計采用推挽加比例電路來實現。電路外部供給電源用雙電源的原因是使電路靜態工作點調節零點電位[9]。如圖8所示，推挽電路所用的NPN型三極管Q2和PNP型三極管Q3特性對稱，在輸入正弦波的一個周期內輪流每個導通半個周期,消除了交越失真。電阻R5、R7和OP13C構成反向比例放大電路，實現對輸出波形峰峰值的放大。設計時將輸出波形峰峰值選定為8 V，經過二階有源低通濾波器后V in的峰峰值為6.25，可以計算得出R7與R5的比例系數為1.28。FU1熔絲實現激勵輸出短路時對三極管的保護。TVS1為靜電保護管，可以避免因空氣放電或接觸放電造成的旋變激勵電路損壞。

圖8 推挽比例放大電路原理圖Fig. 8 Schematic diagram of the push-pull proportion amplifying circuit

3.3 正、余弦調理電路設計

從旋變輸出的正、余弦波形可能會夾雜著噪聲，同時正、余弦波形的幅值也有可能會超出TMS320F28335內部A/D輸入信號的限定幅值3 V。因此，需要對旋變輸出的正、余弦波形進行調理。由于正、余弦波形相似，設計中選擇對正弦波進行設計分析，其調理電路如下圖9所示。L1為共模電感，可以實現對差分輸入的正弦信號濾波，抑制共模干擾。C13用來消除正弦信號中的高頻干擾。為了實現對旋變輸出的正、余弦波形的采集，選擇添加1.5 V偏置電壓，應用差分比例電路將正、余弦波形的幅值縮小為原來的0.412。結合A/D信號采集的范圍，可以計算輸入的電壓范圍為±3.64 V ，可以實現對多摩川旋轉變壓器輸出峰-峰值約4 V左右正、余弦信號的采集。

4 接口電路仿真與實驗分析

選用電子電路仿真軟件Multisim對激勵調理電路進行仿真，仿真結果如圖10、11所示。圖10中U1為經過積分電路后的三角波波形，U2為經過隔直電路后的三角波波形；圖11中U3為經過單位增益低通濾波電路后的正弦波形，U4為經過推挽放大電路后的激勵波形。

通過圖10、11仿真波形可以看出，仿真波形符合電路設計，且輸出的旋轉變壓器激勵信號是平滑且幅值可調的正弦波。該激勵信號輸入到旋轉變壓器,旋轉變壓器可以輸出空間正交的與角度相關的正弦和余弦電壓波形,然后經過調理電路輸入到TMS320F28335內部進行A/D信號采集，進行解碼運算。

將設計有此旋變接口電路的控制板連接電機旋變，測試旋轉變壓器轉子旋轉角度為180°時，激勵和輸入至TMS320F28335的A/D管腳的正余弦波形，分別如圖12、13所示。

圖9 正弦調理電路原理圖Fig. 9 Schematic diagram of the sinusoidal modulation circuit

圖10 積分、隔直電路輸出波形Fig. 10 Output waveform of the integral and DC circuit

圖11 單位增益低通濾波、推挽放大電路輸出波形Fig. 11 Output waveform of the unit gain low-pass and push-pull amplifying circuit

圖12 電機旋變激勵波形Fig. 12 Motor resolver excitation waveform

從圖12、13可以看出測試波形平滑、周期穩定、幅值和設計一致,是良好的激勵和輸出波形，為數據采集和解碼運算提供了可靠的依據。

5 結束語

圖13 輸入至AD管腳的正余弦波形Fig. 13 Sine and cosine waveform input to the AD pin

文中分析了旋變工作原理，基于F28335設計了旋轉變壓器的接口電路。實驗表明,當旋轉變壓器在開、閉環的工作方式下運行時, 接口電路性能穩定，能夠較準確地實現速度檢測的功能。目前，該接口電路已經應用于某交流伺服電機控制系統中，具有誤差小、實時性好、可靠性高、抗干擾能力強等優點,能夠在惡劣、強電磁干擾環境中正常工作。

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