基于OrCAD的可控硅開關功放的仿真研究＊

熊宏錦 王 楠 熊鵬文 苑秉成

（海軍工程大學兵器工程系1） 武漢 430033） （海軍駐昆明地區(qū)軍事代表室2） 昆明 650118）（東南大學儀器科學與工程學院3） 南京 210096）

0 引 言

隨著電子信息科技的飛速發(fā)展，功率放大器已經被悄無聲息地廣泛應用于各行各業(yè)，但絕大多數時候人們遇到的功放都是超小功率的［1］．在某海底目標探測的大型工程實現(xiàn)中，應用了一種特殊的大功率可控硅開關功率放大器，可實現(xiàn)遠距離的深海底目標探測．該功率放大器可輸出高達上千kW的功率，發(fā)射系統(tǒng)在工作時處于高電壓、大電流狀態(tài)，其相關電流電壓值難以采集和測量，為了充分掌握它的工作機理和電氣特性，有必要對其電路進行仿真研究．

目前，在對小功率功率放大器研究中，已出現(xiàn)多種仿真思路和研究方法［2－7］，而對于大功率功放，國內外很少有文獻報道［8］．本文選擇OrCAD仿真軟件對功放系統(tǒng)的等效電路模型進行仿真．OrCAD用于電路仿真時，該軟件具有豐富的模擬和數字元件模型，對元件的編輯及參數的修改非常方便，且仿真結果十分接近實際電路的分析結果，是目前流行的EDA軟件之一［9－12］．本文將依據功放電路在自然換流狀態(tài)下的時序分析，建立滿足不同需求的等效電路模型，為了仿真需要，基于OrCAD平臺下設計了低阻高效的循環(huán)模擬開關，并利用它對自然換流狀態(tài)下的等效電路模型進行計算仿真．

1 可控硅開關功率放大器的基本原理

圖1所示電路是一個大功率可控硅開關功率放大器，該電路的工作原理在文獻［8］中曾給出，為便于下文仿真，現(xiàn)作簡單描述．

圖1 可控硅開關功率放大器的電路圖

圖1所示電路由6組并聯(lián)的串聯(lián)可控硅逆變器和1個匹配網絡構成．通過在可控硅的柵極周期性地加觸發(fā)電壓，使上下2個可控硅循環(huán)導通工作．設振蕩器電路的固有諧振頻率為f0，可控硅的觸發(fā)頻率為f．則：當f＜f0，逆變器工作在自然換流狀態(tài)；當f＝f0，逆變器在臨界換流狀態(tài)；當f＞f0，逆變器在強迫換流狀態(tài)．為了得到近似于正弦的波形，即保證逆變器工作在臨界狀態(tài)附近，振蕩器后面連接一個4階低通濾波器，它起到低通濾波和負載匹配的作用，從而使電路可以工作在一定帶寬的頻率下．

2 自然換流狀態(tài)下的功放等效電路模型

實際上，在放大器的工作過程中，可控硅就相當于一個控制支路通斷的開關，由于圖1中6組逆變器的參數值相同，只是在不同時間點上分別觸發(fā)而已，此外，自激振蕩過程是在沒有可控硅工作情況下進行的，所以，處于自然換流狀態(tài)下的開關功放可以等效為一個簡單的單管電路，見圖2．

圖2 自然換流狀態(tài)的等效電路一

需要注意的是，電壓源E應該滿足“高斷低”的模式，其波形示意圖如圖2b）所示．當E為高電壓時，表示當前可控硅導通，且E通過回路向Cf充電；當E為斷開時，表示當前可控硅截止且下一可控硅尚未導通，充電回路過渡到輸出回路和負載開始的自激振蕩過程；當E為低電壓時，表示下一可控硅導通，自激振蕩過程過渡到放電過程，即Cf向回路放電，此時電壓源E相當于短路．

為了便于仿真和求解，可以將上述過程按時間順序等效為充電回路、自激振蕩和放電回路3種電路模型，見圖3．

在OrCAD仿真軟件中，無法直接實現(xiàn)圖2b）所示的電壓源E，因此，將圖2a）所示電路進一步等效為圖4所示電路．

圖3 自然換流狀態(tài)下的子電路模型

圖4 自然換流狀態(tài)的等效電路三

圖4 中E為周期性脈沖源，通過干路上的開關K來實現(xiàn)圖2b）中“斷”的作用．即在當前可控硅快截止時K斷開，當下一可控硅快導通時K閉合．因此，若K能實現(xiàn)循環(huán)開關的功能，則圖2所示電路就便可對自然換流狀態(tài)下開關功率放大器進行等效．而在OrCAD仿真軟件中，僅有元器件庫ANL＿MISC中的Sw＿tclose和Sw＿topen可實現(xiàn)一次性的通和斷．沒有元器件能實現(xiàn)循環(huán)開關的功能，需要自行設計一個循環(huán)模擬開關．

3 OrCAD環(huán)境下循環(huán)模擬開關的實現(xiàn)

如圖5所示的單管MOS模擬開關，柵極位于中間，表明漏極和源極可以對換．襯底極接在最低電位上．加在柵極上的電壓VG用來控制開關的通斷，要求VG高電平時開關通，低電平時開關斷．輸入信號電壓Vi和輸出負載R 分別加在MOS管的漏極和源極上．

圖5 單MOS管模擬開關及其工作在非飽和區(qū)時Ron的曲線

當MOS管工作在非飽和區(qū)時，根據電工原理，MOS管的導通電阻Ron為

式中：VGH＝7V為VG的高電平值；Ron的值見圖5b）．

圖6 雙MOS管模擬開關及其導通電阻變化曲線

為了克服Ron隨Vi變化的缺點，現(xiàn)采用兩MOS管并聯(lián)的方式來構成模擬開關，見圖6．T1為N溝道EMOS管，T2為P溝道EMOS管．由于圖6中2個MOS管為并聯(lián)關系，則其導通電阻Ron為兩管導通電阻的并聯(lián)值，即Ron＝Ron1∥Ron2．其變化特性曲線見圖6b）．

由圖6b）可知，當Vi由小增大時，N溝道管T1的導通電阻Ron1相應地由小增大，并趨于無窮；而當Vi由大變小時，P溝道管T2的導通電阻Ron2相應地由小增大，并趨于無窮．利用這種相反變化的特性，可在Vi的變化范圍內獲得小而較為穩(wěn)定的導通電阻，如圖6b）中虛線所示．因此，只要在VG和上加一個周期性脈沖源，以控制兩管循環(huán)地導通與截止，從而可實現(xiàn)循環(huán)開關．

由于圖4中的循環(huán)開關K要求其導通時電阻足夠小，因此，為了確保仿真的可靠性，本文采用八組雙MOS管并聯(lián)來實現(xiàn)較為理想的循環(huán)模擬開關，其電路示意圖見圖7．E為周期性脈沖源，只要其高電平峰值足夠大，使MOS管工作在非飽和區(qū)，同時其低電平足夠小，以使MOS管截止，即可實現(xiàn)循環(huán)模擬開關．

圖7 循環(huán)模擬開關電路圖

4 利用循環(huán)模擬開關進行仿真

在OrCAD中，將圖7所示的循環(huán)模擬開關進行封裝，并命名為“cycleswitch”，見圖8．

圖8 封裝后的循環(huán)模擬開關

將其應用到圖4所示等效電路中，并取定參數，見圖9．

圖9 應用循環(huán)模擬開關的等效電路四

取f＝14kHz（f＜f0）進行仿真．仿真后的波形見圖10．

由圖10可以看出，負載電流iR（實線）和功放電流icf（虛線）的波形都為近似的正弦波形，經過3個振蕩周期后電流值基本穩(wěn)定，此時系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)，且負載電流的峰值為206．5A，功放的電流峰值為393．6A，可算得此時功率放大器的輸出功率為426．4kW．

5 仿真結果分析

按上述仿真方法對等效電路模型進行仿真，可得到不同頻率下的負載電流iR、功放電流icf和輸出功率P，計算結果見表1．

表1 不同頻率的仿真結果對比

對圖9中電路的匹配網絡參數進行折算可得其中心頻率f0＝16．47kHz．由表1中的數據可以看出，對于不同的頻率，功放的發(fā)射功率不同，其變化規(guī)律與匹配網絡的參數息息相關．當f越靠近f0時，輸出功率P越大，這與第1節(jié)的工作原理相符．

現(xiàn)取f＝14kHz，當周期性脈沖源E的峰值V2取不同值時，對等效電路模型進行仿真計算，結果見表2．

表2 不同電壓幅值的仿真結果對比

由表2可見，隨著V2幅值的增加，iR和icf值基本服從線性增加的規(guī)律，這與理論相符．

此外，從仿真出的波形可以看出，功放電流波形不是標準的正弦波形，但負載電流波形是較好的正弦波形．將自然換流狀態(tài)下負載電流和功放電流的仿真波形放大成圖11．可以看出：在自然換流狀態(tài)下的功放電流波形中，上下半周波形有明顯的停滯階段，這正是可控硅受觸發(fā)的時間間隔大，即當上一個可控硅關斷后，下一個可控硅需過一段時間才工作的結果．雖然自然換流狀態(tài)下功放電流波形不是標準的正弦波形，但經匹配網絡濾波后，在負載處卻可以得到較好的正弦波．

圖11 仿真自然換流狀態(tài)下的電流波形

6 結束語

大功率功放系統(tǒng)電路一般工作在高電壓、大電流狀態(tài)，其相關電流電壓值通常難以采集和測量，為了掌握大功率功放的工作機理和電氣特性，本文針對一種輸出功率可高達上千kW的大功率功放進行研究，首先分析了其電路在不同頻率下的三種工作狀態(tài)，層層深入，分別建立了系統(tǒng)工作在自然換流狀態(tài)下的3種等效電路模型．為了實現(xiàn)仿真需要，在OrCAD環(huán)境下設計了低阻高效的循環(huán)模擬開關，并在此基礎上仿真計算了等效電路模型．仿真結果表明，當系統(tǒng)的工作頻率f越靠近中心頻率f0時，輸出功率P越大．經過試驗，這種仿真方法能計算出功率放大器在任意點的電流電壓值，且結果與理論值相符．仿真數據能較真實地反映該開關功放在任何時刻的工作狀況，具有一定的參考價值．

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