大功率車載交流電源的設計與研究

譚寶成，崔佳超

（西安工業大學 電子信息工程學院，陜西 西安 710032）

電動車的性能好壞之一取決于裝有的電機性能[1]，由于交流電機和直流電機相比沒有換向器，因此結構簡單，制造方便，比較牢固，容易做成高轉速、高電壓、大電流、大容量的電機，使得交流電機在電動車應用中有較大的前景，將電動車里的直流電源逆變成交流電機所需的交流電源將會具有相當重要的意義。這里主要將針對電動車電源逆變模塊進行研究，設計DC-DC-AC電路模塊。

1 電動車電源逆變系統主要結構設計

電動車電源系統電路框圖如圖1所，電路系統結構設計主要包括三部分，分別是DC-DC升壓模塊[2],DC-AC逆變模塊,后級芯片電源模塊，其中DC-AC逆變模塊包括頻率可控式SPWM控制與DC-AC逆變電路兩部分；后級電源模塊主要為DC-AC模塊中控制芯片提供可靠的電源。各個模塊中都具有高低壓隔離電路、反饋信號、模塊之間信號的檢測，從而保證逆變電路安全穩定的運行。電動車的速度調節通過不同頻率SPWM脈沖驅動逆變橋，輸出不同頻率的交流來電調節電機轉速。這里主要研究在固定SPWM頻率下DC-DC-AC系統的設計，為以后可變頻SPWM系統的研究打下基礎。后文將詳細描述在定頻下SPWM DC-DC-AC系統的設計。

圖1 電源系統框圖Fig.1 Block diagram of the power system

2 DC-DC升壓模塊設計

電動車電源逆變系統中的DC-DC電路模塊原理接線圖如圖2所示，控制電路產生PWM控制信號控制功率開關器件，將48 V直流儲能電源轉換成脈沖信號，在高頻脈沖變壓器的升壓下得到高壓脈沖信號，再經過整流橋的整流和濾波得到穩定高壓直流電壓400 V。高壓端信號經過光電隔離將400 V輸出反饋信號送入控制電路。

圖2 DC-DC模塊電路原理圖Fig.2 DC-DC module of circuit schematics

2.1 DC-DC PWM控制電路設計

電動車電源設計中的DC-DC控制模塊中采用的控制器為SG3525，SG3525是電流型PWM控制芯片器，SG3525通過它的5腳電容CT和6腳電阻RT來調節PWM波的輸出頻率，震蕩鋸齒波周期由上升時間t1和下降t2組成，頻率f1由式 (1)計算。

式 中 RT=27 kΩ,RD=240 Ω,CT=0.001 μF, 則 f1=50 kHz，生成驅動電路的控制信號PWM頻率為f2=0.5f1=25.5 kHz，占空比 D=0.4。

2.2 DC-DC高頻變壓器的設計

設計中變壓器的設計極其重要[3]，由于驅動電路為推挽式開關電路，所以變壓器的設計屬于正激式變壓器的設計方法。設計電路中震蕩器頻率約25.5 kHz，開關電源輸入功率Po=3 000 W。磁芯選擇PC40材質，變壓器的型號的用AP算法，面積乘積AP計算公式如(2)：

式中：Aw磁芯窗口截面積，單位cm2；Ae效磁芯有效橫截面積 ，單位：cm2；Bmax為飽和磁通密度0.5 T；Kw為窗口系數，這里取值為0.4；Kf為波形系數，取1.1；J為導線電流密度，取450 A/cm2。AP=6.27 cm4,考慮到變壓器的磁路損耗，選用面積乘積AP=9.8558 cm4的 PC40-EE60磁芯較為合適。

變壓起的次級與初級線圈的扎數比為n=N2/N1=Uo/(2Ui×D)，Uo變壓器開關電源輸出電壓,電位為V；Ui為輸入電壓,單位為V；本設計中要求調節占空比D的最大值近似為0.4時輸出電壓最高，初級線圈與次級線圈的匝數比計算公式為n=10.4。選取匝數比取n=11較為合適。

初級線圈匝數N1的計算為公式(3):

式中：Ae磁芯有效截面積為2.47 cm2。 經計算得N1=3.46，所以將初級線圈匝數設計為4圈較為合適。可推算出次級線圈匝數N2=44。初級銅線橫截面積AX1=Po/(ηJUi)=0.15 cm2，次級級銅線橫截面積AX2=Po/(JUi)=0.016 cm2由于圖三中初級線圈線圈交替導通，取每路平均銅線橫截面積最大值AX0=0.5×AX1=0.07 cm2，因此初級線圈選用銅線橫截面積1.037 mm2絕緣導線7股繞4圈；次級選用選用銅線橫截面積0.8234 mm2絕緣導線2股繞44圈。

2.3 DC-DC輸出電路儲能濾波電感的設計

為了使輸出電流不出現間斷，濾波電感[4]設計比較簡單，首先要選好磁芯，通常這種場合采用內部有氣隙的鉬鎳鐵合金（mopermalloy）磁環。輸出最小電感的計算公式（4）如下：

式中:Ton為估計最大電壓輸入下驅動管導通時間Ton=D/f2；Imin為預先知道的輸出端上負載的最小電流，取Imin=400 mA；變壓器輸出峰值電壓為Up=Uo/2D=500 V;經計算 L≥3.12 mL，為了留取安全余量，實驗中取L=4 mL。

輸出濾波電容可以試輸出紋波電壓的達到一定的要求范圍之內，這里設計的DC輸出文波峰峰值要求+500 mV。濾波電容的計算公式如(5)：

式中：Io為輸出負載的額定電壓Vripple為期望的輸出電壓紋波峰值電壓，取Vripple=150 mV，經計算C=1 176 μF。

3 DC-AC逆變模塊設計

電動車DC-AC逆變模塊主要將直流400 V在SPWM控制電路和逆變電路下將其逆變為220 V/50 Hz的交流電壓，外圍電路圖設計如圖3、圖4所示，圖3為SPWM波主控電路，圖4為全橋逆變電路。這里用固定頻率SPWM控制電路產生交流調制脈寬信號，通過光電隔離驅動逆變全橋電路將DC400 V逆變，由LC濾波電路輸出220 V/50 Hz正弦交流電壓。同時過流檢測和過壓檢測反饋信號可以防止輸出過壓、 過流對電路的影響。

圖3 SPWM波主控電路原理圖Fig.3 SPWM wave control circuit schematics

圖4 全橋逆變電路原理圖Fig.4 Full-bridge inverter circuit

3.1 DC-AC SPWM控制電路死區時間計算

本設計SPWM控制電路設計采用純正弦波逆變芯片TDS2285，該控制芯片的外圍電路如上圖3所示，其中主要包含蓄電池檢測電路，過流保護電路，交流檢測穩壓反饋，故障報警，死區時間電路[5-6]。其中spwm死區時間關系到輸出交流波形的平滑度和逆變電路晶體管的安全導通。

死區電路時間由74HC00與74HC04之間的電容和電阻的充放電時間所決定。根據一階電路的零狀態響應:uc=Us-由于74HC00輸出高電平為Us=4.5 V，74HC04高電平輸入最低電壓為Uc=2.25 V，R=22 kΩ,C=47 PF，時估算延遲時間t=713 ns。設計中可控芯片為FGA25N120其開啟時間ton=60 ns，關斷時間toff=170 ns，可以消除死區時間的影響。

3.2 DC-AC全橋逆變輸出LC濾波電路設計

由上文圖4可看出，全橋逆變電路主要由光電隔離，全橋逆變，LC濾波電路組成，同時又具有發送給控制電路的過流檢測和過壓檢測信號。

為了使輸出具有平滑的220 V/50 Hz輸出，逆變輸出整流部分采用LC濾波電路的電容和電感的參數選擇是相當重要的，這里采用經驗法對濾波電容和電感的參數進行計算[7]。電感參數的計算方法為公式(6)：

式中：前級輸出電壓，Ud=400 V；電感上最大紋波電流△Imax=0.2Io；載波頻率經計算L≥2.6 mL。取L=3 mL。

LC濾波電路的截至頻率的計算方法為公式(7)：

式中：f為基波頻率，f=50 Hz，fhar為最低次諧波頻率。選取fc=10f=500 Hz,代入公式求得濾波電容C=33.8 μF。

4 實驗結果及分析

經過對DC-DC-AC實驗原理的分析，計算電路器件所需參數，搭載實驗電路，完成電路的的安裝，不斷的調試，用示波器觀察所需波形，結果和理論相一致，表明實驗的可行性。

4.1 DC-DC實驗波形

前級DC-DC電路SG3525的PWM波形如圖5所示，PWM波頻率為26.2 kHz，輸出兩路互補的PWM波形。

圖5 SG3525輸出PWM波形Fig.5 SG3525 output of PWM waveform

4.2 DC-AC實驗波形

后級實驗波形主要為SPWM的測試和交流輸出的波形，由圖6為兩上橋臂SPWM互補驅動信號。均無毛刺，可可知SPWM波形輸出良好。

圖6 兩上管SPWM波形Fig.6 SPWM two waveforms on the tube

由于示波器的量程限制，加阻性負載分壓后交流衰減波形如圖7所示，交流輸出頻率50 Hz的光滑的正弦波，正弦波形良好，整個電路設計達到設計要求。

圖7 衰減后的交流輸出波形Fig.7 AC output waveform of the attenuated

5 結論

根據電動車的需要，本文將電動車直流48 V鉛酸電池逆變成交流220 V帶動交流電機，對DC-DC升壓電路部分工作原理和控制芯片SG3525特性的研究，確定了SG3525外圍電路的參數尤其是變壓器參數的確定；DC-AC逆變部分通過對SPWM波形、TDS2285的工作特性、輸出濾波起的影響，確定了逆變電路的搭載和輸出端的LC濾波器的計算，使波形平滑，符合設計要求。

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