基于LTE的高速鐵路寬帶通信上行頻偏解決方案

于小紅

（普天信息技術研究院有限公司 北京100080）

1 引言

我國高速鐵路（以下簡稱高鐵）的不斷建設和提速，引發(fā)了人們在列車運行空間進行高質(zhì)量通信的需求。高鐵的極限速度給移動通信帶來非常不利的通信環(huán)境。高速運動會引發(fā)多普勒頻率擴展，低速環(huán)境下可以忽略的多普勒頻移效應在高速環(huán)境下被迅速放大，這對傳統(tǒng)的解調(diào)算法性能造成了嚴重影響。在基于LTE（long term evolution）的高鐵系統(tǒng)中，由于采用了OFDM（orthogonal frequency division multiplexing）技術，頻率同步更是十分重要的過程。頻率同步的算法目前已經(jīng)提出了很多，例如參考文獻[1～3]中給出了OFDM系統(tǒng)中利用導頻進行頻率同步的算法，參考文獻[4]給出了利用數(shù)據(jù)進行同步的方法，參考文獻[5～7]討論了多天線OFDM系統(tǒng)中多個頻偏的估計問題，參考文獻[8]給出了OFDMA（orthogonal frequency division multiple access）上行鏈路頻偏估計的方法。這些方法大多是在接收端對頻偏進行處理，準確度有限，在高鐵這種高速運動的情況下效果有限。

本文針對基于TDD（time division duplex，時分雙工）LTE的高鐵系統(tǒng)提出了解決上行多普勒頻率擴展問題的方案。為解決高鐵多普勒頻率擴展的問題，假設高速列車采用列車基站的方式，列車基站安裝在高速列車上，如圖1所示。地面基站與列車基站車廂外的部分進行通信，然后列車基站車廂內(nèi)部分與列車內(nèi)的普通用戶進行通信，這樣可以解決車體穿透損耗的問題。在下文中，列車基站被稱為UE（user equipment）。

2 高鐵上行多普勒頻率擴展解決方案

在終端高速運動時，會引起多普勒頻偏擴展，信道變化加快。在終端高速運動時，產(chǎn)生的多普勒頻偏fd為：

式（1）中，v為終端移動的速度，λ為載頻的波長，θi為終端運動方向與來波的夾角。

由式（1）可知，多普勒頻偏與移動臺運動速度及移動臺運動方向與無線電波入射方向之間的夾角有關。移動臺運動速度越快，多普勒頻偏越大。由于高速鐵路的運行速度很快，因此多普勒頻偏的影響也很嚴重。

多普勒頻偏會引起信道的時域選擇性衰落，導致信道估計的性能變差。在LTE上行傳輸中，這種現(xiàn)象更為明顯。在LTE上行系統(tǒng)中，每個時隙（0.5 ms）僅有一列導頻信號（R）[9]，如圖2所示。在終端高速運動時，信道會發(fā)生較快變化，僅有一列導頻信號無法準確地估計信道，所以信號的接收性能變差。為了解決基于LTE的高鐵系統(tǒng)中的多普勒頻偏問題，本文針對發(fā)送端和接收端分別提出方案進行處理。

圖2 LTE上行業(yè)務信道導頻結(jié)構

2.1 發(fā)送端方案

由于TDD系統(tǒng)中上下行信道具有互易性，因此可以通過下行信號對多普勒頻偏進行估計，然后對上行信號進行預補償。

通過下行信號進行頻偏估計時，估計出的頻率偏差包括信號傳輸中引入的多普勒頻偏和終端晶振的頻偏，這兩種頻偏是無法區(qū)分開來的。上行發(fā)送信號時根據(jù)下行信號的頻偏估計進行頻率調(diào)整，導致上行信號最終會引入兩倍的多普勒頻偏，使接收信號的性能惡化，如圖3所示。

圖3 上行信號引入兩倍多普勒頻偏

在圖3中，假設標準頻率為f，下行信號傳輸時引入多普勒頻偏fd，導致終端接收的信號頻率為f+fd。如果終端晶振存在頻偏fe，即終端的晶振頻率為f+fe，則理想情況下，終端可根據(jù)下行信號測得頻偏為(f+fd)-(f+fe)=fd-fe，由于此頻偏中既包含多普勒頻偏也包括晶振的頻偏，終端無法區(qū)分這兩種頻偏，因此只能調(diào)整終端的晶振頻率與接收信號的頻率一致（或不調(diào)晶振，只調(diào)整信號的頻率），這樣上行信號發(fā)送時，信號頻率為f+fd。上行信號傳輸過程中又引入多普勒頻偏fd，導致最終基站接收信號的頻率為f+2fd。

由以上的分析可以看出，如果在發(fā)送端進行多普勒頻偏補償，就需要從下行的頻偏估計中提取出多普勒頻偏。由于高速列車上安裝了列車基站，因此可以采用在UE（即列車基站）上安裝全球定位系統(tǒng)（global positioning system，GPS）的方案。通過GPS進行頻率同步，使終端的晶振鎖定在目標頻率上，從而使下行頻偏估計能較準確地估計出多普勒頻偏。得到多普勒頻偏后，就可以對上行發(fā)送的信號進行多普勒頻偏補償，消除多普勒頻偏的影響，提高上行數(shù)據(jù)的接收性能，如圖4所示。

圖4 終端安裝GPS后上行接收信號無頻偏

在圖4中，由于終端的晶振頻率已經(jīng)根據(jù)GPS調(diào)整為標準頻率，所以終端根據(jù)下行信號測得的頻偏fd可認為是傳輸中引入的多普勒頻偏。發(fā)送上行信號時，可以對上行信號進行多普勒頻偏預補償，即對上行信號加上頻偏-fd。假設待發(fā)送的上行信號為s(n)，則加上頻偏-fd后上行信號s′(n)為：

頻偏預補償后，上行信號的頻率變?yōu)閒-fd。上行信號傳輸過程中又引入多普勒頻偏fd，最終接收信號的頻率為f-fd+fd=f，從而消除了多普勒頻偏的影響。

2.2 接收端方案

在第2.1節(jié)中，理想情況下，通過GPS可以消除絕大部分多普勒頻偏的影響。但實際中，下行的頻偏估計可能會存在誤差，導致上行接收信號也會存在頻偏，接收端還需要對接收信號進行處理。

LTE系統(tǒng)中，上行信號的發(fā)送接收過程如圖5所示。

為簡化問題的分析，假設接收信號和發(fā)送信號之間只存在頻偏Δf（Δf為歸一化的頻偏）的差異，接收到某個子幀的第1個符號的初始相偏為0，則該子幀的第l個符號（l=1,2,…,14）可以表示為：

圖5 LTE系統(tǒng)中上行信號的發(fā)送接收過程

經(jīng)過N點FFT變換后，得到式（4）：

其中，k為頻域子載波序號，k=0,1,…,N-1。

然后經(jīng)過解子載波映射，可以得到：

其中，k0為發(fā)送時資源映射的起始子載波位置，即s3映射為s2時，有s2(k0+m,l)=s3(m,l)，其中k0=0,1,…,N-1，m=0,1,…,M-1，M為用戶分配的資源個數(shù)，以子載波為單位。

如果s3（m,l）為導頻信號，則可求出頻域的信道估計為：

LTE上行導頻信號位于子幀中第4個和第11個OFDM符號上，而且這兩列導頻信號基本序列相同，因此有：

分別得到第4個和第11個OFDM符號的頻域信道估計為：

由式（7）和式（8）可以得到：

3 仿真結(jié)果及分析

本文第2節(jié)對上行頻偏校正算法進行了介紹，本節(jié)給出采用上述算法時得到的仿真結(jié)果和分析。

表1給出了本文仿真的基本條件。

表1 仿真參數(shù)

圖6和圖7給出了UE速度分別為350 km/h和500 km/h時的接收性能。其中，曲線1為不采用任何頻偏補償算法的物理上行共享信道 （physical uplink shared channel，PUSCH）的性能曲線；曲線2為接收端采用相位補償算法后的PUSCH接收性能；曲線3為發(fā)送端采用頻偏預補償技術的性能曲線；曲線4為發(fā)送端采用頻偏預補償，接收端采用相位補償后的性能曲線。發(fā)送端在進行頻偏預補償時，人為地添加了-300～300 Hz的隨機頻偏，用于模擬下行頻偏估計的誤差。

圖6 移動速度為350 km/h時PUSCH的接收性能

圖7 移動速度為500 km/h時PUSCH的接收性能

由圖6和圖7可以看出，發(fā)送端和接收端聯(lián)合處理后的接收性能優(yōu)于單獨在發(fā)送端或單獨在接收端進行處理的接收性能。在終端移動速度為500 km/h、調(diào)制編碼方式MCS（modulation and coding scheme）的匹配碼率為IMCS=14的情況下，PUSCH的BLER性能仍可以達到10-1以下。

4 結(jié)束語

本文主要是對高鐵通信系統(tǒng)中上行多普勒頻率偏移問題展開了研究。為了解決高鐵中多普勒頻偏的問題，在終端通過GPS進行頻率同步，并利用下行頻偏估計的結(jié)果對上行信號進行多普勒頻偏預補償，減小多普勒頻偏的影響；同時在基站端通過導頻對頻偏進行進一步的補償處理。

通過仿真結(jié)果可以看出，本文提出的方案可以較好地克服高鐵系統(tǒng)中上行鏈路多普勒頻偏的影響，提高上行鏈路的接收性能。

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