丙類倍頻器的設計與仿真

孫冬艷

摘 要： 基于晶體管丙類功率放大器的原理，設計晶體管丙類倍頻器，給出了倍頻器中基極偏置電路元件參數設計過程。利用Multisim軟件對所設計電路進行了仿真，通過調整LC并聯回路的諧振頻率實現對輸入信號的三倍頻，根據輸出信號的頻譜圖提出進一步優化電路的辦法。仿真表明應用Multisim軟件輔助設計丙類倍頻器，可以使電路設計更加直觀高效。

關鍵詞： 倍頻器； 諧振； 基極偏置； 丙類放大

中圖分類號： TN771?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）03?0088?03

Design and simulation of class C frequency multiplier

SUN Dong?yan

（College of Electronic Information and Optical Engineering， Nankai University， Tianjin 300071， China）

Abstract： A class C frequency multiplier with a transistor is designed based on the principle of class C power amplifier. The design process of the component values of the base bias circuit are provided. Multisim software is used to simulate the circuit and the resonant frequency of LC tank multiple circuit is adjusted to triple the frequency of the input signal. The optimizing method of the circuit is proposed according to the frequency spectrum of the output signal. The simulation result shows that with the aided design of Multisim， the design of class C frequency multiplier will be more intuitive and efficient.

Keywords： frequency multiplier； resonance； base bias； class C power amplifier

0 引 言

在無線電發射機等電子設備的中間級，常需要通過倍頻器使輸出信號的頻率比輸入信號頻率成整數倍增加，不僅使工作頻率提高，在調頻系統中還可擴大頻偏。倍頻器按工作原理可以分為丙類倍頻器和參量倍頻器兩大類[1?2]。丙類倍頻器利用晶體管的非線性電阻效應，基于丙類放大器工作原理，用選頻回路將輸入正弦波的某次諧波選出，從而實現倍頻功能。晶體管在非線性區工作時，折線分析法是較方便的工程計算方法，但頻率進入中頻和高頻區便會由于晶體管的內部物理過程，使實際值與計算數值可能有很大的不同[3]，往往是對晶體管電路的學習和應用中遇到的難點問題。在非線性電路的設計中利用先進的仿真軟件可以在對參數理論計算的基礎上，更快捷高效地實現電路的設計和優化，在教學上起到理論學習和實踐能力培養的作用[4?5]。

Multisim軟件是美國國家儀器公司推出的一種功能強大的電路設計與仿真軟件，包含豐富的電子元件庫并可以自建仿真模型，有各類使用方便的虛擬儀器，既可對模擬或數字電路分別進行仿真， 也可進行數模混合電路仿真 [6?8]。特別是包含在射頻電路設計中常用的可調電感、可調電容等可調元件，在仿真過程中可以實時調節元件參數，非常適合需要調諧的丙類放大電路的設計仿真[9?11]。

本文首先介紹丙類倍頻器原理，然后利用Multisim軟件設計并仿真一個三倍頻電路。

1 丙類倍頻器原理

丙類倍頻器的工作原理和丙類諧振式功率放大器的工作原理相同，電路圖可用圖1表示，不同的是輸出諧振回路調諧于輸入頻率的諧波頻率，因而集電極上呈現的交變電壓的頻率為輸入頻率的倍頻。

圖1中，基極電路的電壓間有以下關系：

[vBE=vb+VBB=Vbmcosωt+VBB] （1）

參看圖2，[iC]為：

[iC=gC（Vbmcosωt+VBB-Vth）， Vbmcosωt>Vth-VBB] （2）

集電極電流流通角[θC]滿足：

[VbmcosθC=Vth-VBB]

因而有：

[θC=arccosVth-VBBVbm] （3）

將式（3）代入式（2）得：

[iC=gCVbm（cosωt-cosθC）， ωt-2kπ<θC] （4）

集電極電流[iC]的最大值為：

[ICm=gCVbm（1-cosθC）] （5）

利用傅里葉級數分解，[iC]可表示為：

[iC=ICmcosωt-cosθC1-cosθC=ICmα0（θC）+ICmα1（θC）cosωt+…+ICmαn（θC）cosnωt] （6）

由圖2可看出[iC]為余弦電流脈沖，其形狀可由[ICm]和[θC]兩個參數確定。由式（6）可知集電極電流[iC]中包含直流分量、基波分量和豐富的諧波分量。由于圖1中集電極經過LC諧振回路接到[VCC，]若諧振回路在功放工作時調諧于某諧波頻率，因而諧振回路對電流的此諧波頻率分量呈現的電阻最高，而對于電流脈沖中的直流分量、基波分量和其他各次諧波分量，諧振回路呈現的阻抗的模很小，因而集電極電壓變化為頻率為此諧波的正弦電壓，諧振功率放大器就成了倍頻器。

圖1 倍頻器電路原理圖

圖2 集電極電流和基極輸入電壓的關系

倍頻器的集電極效率可表示為：

[ηC=12ξαn（θC）α0（θC）=12ξgn（θC）] （7）

式中[n]為倍頻數。從式（7）可知需適當選取[θC]值使[αn（θC）]值盡可能大，不同的倍頻次數最佳流通角也是不同的，最佳[θC]值可用[120°n]計算[3]。[θC]在實際電路中可以通過改變基極偏置電壓或改變基極激勵電壓的幅度來調整。基極偏置電壓可采用集電極直流電源經電阻分壓后提供固定偏置，也可采用自給偏壓電路來獲得，自給偏壓只能提供反向偏壓。在圖1中，[VBB>0]對應正向基極偏壓，[VBB<0]對應反向偏壓。在固定偏置基礎上加入發射極自給偏置，相當于一個負反饋可穩定偏置電壓。

由于集電極電流脈沖的高次諧波的分解系數總小于基波分解系數，所以，倍頻器的輸出功率和效率都低于基波放大器，并且倍頻次數越高，相應的諧波分量幅度越小，其輸出功率和效率也就越低，即同一個晶體管在輸出相同功率時，作為倍頻器工作，其集電極損耗要比作為基波放大器工作時大。另外，倍頻次數過高，對輸出回路的要求就會過于苛刻而難于實現。并且，當增高倍頻次數，為了得到一定的功率輸出，就需增大輸入信號幅度，使得晶體管發射結承受的反向電壓增大。所以，一般單級丙類倍頻器采用二次或三次倍頻，若要提高倍頻次數，可將倍頻器級聯起來使用。

2 三倍頻電路設計

利用Multisim軟件，設計一個輸入為24 MHz正弦波，輸出為72 MHz的丙類倍頻電路。

2.1 電路原理圖

根據丙類倍頻器電路原理，在Multisim軟件平臺選取相應的器件，構成如圖3所示的實驗電路。

圖3 丙類倍頻器仿真電路

正弦波信號源[V2]的頻率[fi=]24 MHz，[L1]和[C4]構成的并聯諧振回路應調諧在三倍頻[3fi=]72 MHz。電感[L1=]0.1 μH，電容[C4]采用150 pF可調電容，在仿真過程中改變可調電容大小，觀察頻譜儀XSA1使輸出信號頻譜的最大值在72 MHz處。要改變流通角的大小，可以通過改變輸入信號的振幅值或者改變基極偏置來實現。

2.2 基極偏置電路設計

為便于分析，應用等效電源定理對圖3的基極電路的直流供電電路進行變換并簡化，如圖4所示。

圖4 輸入簡化電路

圖4中，[VBB=VCC·R2R1+R2，][Rb=R1·R2R1+R2，][VCC=5 ]V。

輸入回路中[vBE=VBB-IB0Rb-IE0Re+Vbmcosωt。]

三倍頻電路的最佳流通角[θC=40°，]因此有： [cosθC=0.766，][α0（θC）=0.147，][α3（θC）=0.165 1。]

選用三極管2N5769，參數[fT=650] MHz，在[fb=]24 MHz時計算電流放大倍數[β=fTfb=27。]

設基極體電阻[r′bb=20 Ω，]基射級閾值電壓[Vth=0.6]V，輸入端交流信號有效值為0.2 V，即輸入信號振幅[Vbm=2×0.2=0.28]V。則：

[IBm=Vbm（1-cosθC）r′bb=3.28 mA]

[ICm=βIBm=88.56 mA]

[IB0=α0IBm=0.48 mA]

[IC0=α0ICm=13.02 mA]

[IC3=α3ICm=14.62 mA]

[IE0=IB0+IC0=13.50 mA]

在[ωt=θC]時，有[VBB-IB0Rb-IE0Re+VbmcosθC=Vth，]可以得到：

[VBB-IB0Rb-IE0Re=0.38]

令[Re=20]Ω，得到[VBB-IB0Rb=0.65，]實際取[R1=]6.2 kΩ，[R2=3]kΩ，根據所取元件值得到實際的[VBB=1.63]V，[Rb=2.02]kΩ。

3 仿真結果

運行電路進行仿真，觀察輸出信號的頻譜圖，調節可變電容[C4]的滑動端至72 MHz處的信號具有最大幅度，圖5為此時的頻譜圖，72 MHz頻率分量幅度為13.5 dB，在24 MHz、48 MHz和96 MHz的頻率分量幅度分別為-31 dB、-20.5 dB和-16.7 dB，如果需要進一步抑制這些頻率分量并增強電路的帶負載能力，在后級要增加選頻網絡和功率驅動電路。

圖5 輸出信號頻譜

4 結 語

通過對丙類倍頻器的電路原理分析和參數計算，利用Multisim軟件，實現了倍頻器電路的設計，仿真分析使設計過程簡便直觀。電路設計過程表明對高頻電路的設計采用理論計算與仿真分析結合的方式，是一個有效的途徑，對高頻電路的學習和應用都有極大幫助。

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