大功率IGBT驅動電路的設計

【摘要】為了滿足實際應用的需求，設計了600V/ 50A等級 IGBT模塊驅動電路，電路重點考慮了由寄生的極間電容引起的米勒效應以及dV/dt對IGBT驅動的影響，經參數分析和計算，確定了驅動電壓幅值和驅動電流值;驅動電路由光耦隔離、功率驅動和柵極保護電路組成，實現了信號端與功率端電氣隔離、調節驅動電壓幅值寬度和增加驅動電流、抑制米勒效應的功能。實驗結果表明該驅動電路在100KHz工作頻率下獲得良好的IGBT輸出波形，滿足設計要求。

【關鍵詞】IGBT;驅動;米勒效應

Abstract：In order to meet the needs of the applications，the drive circuit of the 600V/50A IGBT module has be designed，which mainly considers the effect of the Miller effect and the dV/dt on the IGBT.The amplitude of driving voltage and the driving current value of the drive circuit has be determined through the parameter analysis and calculation. The driving circuit is driven by the optocoupler isolation，power and grid protection circuit.The experimental results show that the drive circuit to obtain the IGBT output waveform is good at frequency 100KHz，meet the design requirements.

Keywords：GBT;Driver;Miller effect

引言

開關速度、導通損耗以及穩定度之間的平衡是選擇IGBT的重要因素;而穩定可靠的IGBT驅動電路是IGBT發揮良好開關特性的重要保證，它可以避免在IGBT操作過程中由于信號干擾、電流或電壓不足、操作延時等各種原因造成的開關誤動作的發生，因此IGBT驅動電路的設計關系到整個電路系統設計的成敗，對IGBT的使用來說至關重要。IGBT的開通與關斷是由門級電壓控制的，所需的驅動電壓和驅動功率與IGBT的內部參數有著緊密的關聯;如何避免米勒效應和dV/dt的影響是成功驅動IGBT的關鍵。

1.IGBT模塊

由于實際電路的需求，所選的IGBT模塊的集電極-發射極電壓為Vecs=600V，集電極電流Inc=50A，最大門級驅動電壓為±20V。該IGBT模塊內含四個IGBT構成H橋，其內部結構如圖1所示：

圖1 IGBT模塊內部結構圖

圖2 IGBT輸出特性曲線圖（（Vce-Ic）

圖1中可以看到，IGBT模塊每個橋臂上都有一個IGBT和一個反并聯續流二極管組成，在使用時兩者都會產生損耗。

2.驅動參數計算

2.1 門級驅動信號及電壓幅值

作為開關型電子器件，IGBT（和MOSFET一樣）屬于電壓驅動型器件，IGBT的控制端采用高/低電平變換的PWM波，當控制端處于高電平時IGBT處于打開狀態，當控制端是低電平時IGBT處于關閉狀態。

圖2為該IGBT模塊的輸出特性曲線，圖2中可以看到，柵極-源極電壓VGE>=9V后，流過集電極電流Ic可以達到50A以上，當VGE>=15V時，IGBT工作在恒流區，由于Vge>17V后，門級電壓過高，會導致IGBT飽和電流過高和開關速度過快，增加短路的風險，因此選擇開通門級電壓為Vge=+15V;當關閉IGBT時，為了復合掉漂移區的殘留空穴，快速截斷IGBT內的電子流，通常給門級加反向電壓Vge<0V，以保證有效關斷IGBT;由于門極電壓不能超過±20V，因此門級驅動電壓幅值采用雙向電壓方式，并采用+15V（VCC）～-15V（VEE）雙向電源為驅動電路供電。

2.2 米勒效應

根據電容方程，IGBT驅動電流由輸入電容的充電過程獲得：

Ig=Cin*dV/dt（公式1）

其中Cin為輸入電容，dV/dt為達到開通電壓所需要的時間。

IGBT內部的極間電容對IGBT的驅動電流有很大的影響，在設計時不容忽視。圖4中Cge和Cgc是IGBT內部寄生電容，也叫極間電容，Cge為柵極和發射極之間的極間電容，Cgc是柵極和集電極之間的極間電容。從IGBT輸入輸出特性圖（圖2）可知，在柵極驅動信號從低電平躍升到高電平+15V過程中，當驅動信號電平達到10V時，IGBT就已經穩定打開了;當IGBT柵極加驅動電壓開通時，在柵極電壓從0V上升到10V的過程中，這些內部存在極間寄生電容也隨之產生充放電過程，如圖3所示，柵極電流Ig包括I1和I2兩個部分，根據電容方程可知：

I1=Cge*dV/dt（公式2）

I2=Cgc*d（Vdc+dV）/dt（公式3）

查IGBT數據手冊（圖3）可知，Cge=3.10nF，Cgc=0.095nF;Vdc為輸入交流AC220V整流后獲得的直流電壓，其值為Vdc=1.41×220V=310V，IGBT開關導通延時時間內完成電容充電，dt=tdon+tr=0.023us+0.018us=41nS，帶入公式2和公式3得到：

I1=Cge×dV/dt=3.10nF×10V/41nS=756mA;

I2=Cgc×d（Vdc+10）/dt=0.095nF×（310V+10V）/41nS=741mA;

而Ig=I1+I2=756mA+741mA=1.497A，計算I2/Ig=741mA/1.497A=49.5%

可見，由于內部寄生電容的充放電過程，使較小的極間電容Cgc分去了接近總柵極電流的50%的電流，這種現象叫米勒現象，是造成IGBT導通延時的主要原因。從公式2可以看出，在計算驅動電流時，輸入電容中的C2上應乘以IGBT的增益倍數K，K=（Vdc+dV）/dV。故公式1中Cin=Cge+K*Cgc，根據此式確定柵極驅動電流可以保證柵極有效可靠驅動（見圖3）。

2.3 確定門級驅動電流

根據2.3的計算，考慮到驅動電路本身消耗功率，按電流實際輸出有效率75%計算，門級驅動電流應達到1.497A/75%=1.996A，因此，驅動輸出電流達到2A可滿足驅動要求。

3.驅動電路設計

IGBT控制信號是PWM波，通常由主機（或MCU）產生，經驅動電路送IGBT柵極。為了隔離控制信號與功率信號、避免混合電路給控制信號帶來干擾而引起IGBT誤動作，在PWM波控制信號和驅動電路之間加光耦電路實現信號隔離。

為了實現信號隔離，控制信號與功率信號兩側的輔助供電電源也應做到隔離。如圖4所示。

圖4中，U1為光耦隔離電路，控制信號PWM波經過光耦電路生成幅值為0V～+5V的隔離PWM信號，C2為濾波電容，R2為輸出負載電阻，C1為去耦電容;由Q1、Q2組成驅動放大電路，該電路由VCC（+15V）和VEE（-15V）供電，將隔離后的PWM波放大成幅值為-15V～+5V（下轉第170頁）（上接第168頁）的功率驅動信號，送IGBT柵極。

圖5 實驗電路

D1是鉗位二極管，它通過兩個途徑對IGBT柵極起保護作用：一方面在IGBT開通和關斷過程中，在C-E極之間會產生dVec/dt（圖3），dVec/dt會通過米勒電容Cgc耦合到門極，在關斷時引起門極誤動作，D1可以有效將門極鉗位在安全電壓范圍內;另一方面鉗位二極管增加了一個電流支路，可以旁路掉米勒電容Cgc的電流。

濾波電容C3、C5是電源去耦電容，采用容值為100nF的電容，盡可能靠近電源管腳;C5與門級電阻R3構成門級驅動信號濾波電路，其中R3取1～10歐姆。

對于IGBT模塊，可采用四路相互隔離的驅動電路實現模塊內部H橋的驅動。

4.實驗及結果

對上述驅動電路制作電路板，取IGBT模塊橋路中的一路搭建實驗電路（圖4），給IGBT柵極-射極加100khz的PWM波驅動信號，在集電極-射極加直流母線電壓，用示波器兩路探頭分別測量Vge（1）和Vce（2）（圖5），測量波形結果見圖6所示。

圖6 實驗結果

IGBT驅動電路為圖5所示電路，從示波器波形（圖6）可以看出，IGBT打開時，Vce=0電壓降低，IGBT關閉時Vce=Vb，開通和關閉邏輯正確，沒有額外的開通和關斷延時，輸出波形良好，可以用于實際應用。

5.總結

IGBT驅動電流在計算中應充分考慮其極間電容，在計算中Cgc應乘以其增益倍數后再計入IGBT輸入電容，這樣計算出來的驅動電流值不會因米勒電容引起的大比例分流而導致驅動電流不足以及由它引起的開通延時問題，增加合適的濾波和保護措施后可以保證IGBT應用設計任務一次性成功完成。

參考文獻

[1]Abraham I. Pressman，等著.開關電源設計（第二版）[M].電子工業出版社.

[2]Keither Billings Taylor Morey，等.開關電源手冊（第三版）[M].人民郵電出版社.

[3]趙慧敏，張憲.電力電子技術[M].化學工業出版社.

[4]Industrial IGBT Modules Explanation of Technical Information.pdf ?www.infinen.com

[5]華中理工大學電子學教研室編.電子技術基礎 模擬部分（第四版）[M].高等教育出版社.

作者簡介：王麗秋，副研究員，現供職于中國科學院長春光學精密機械與物理研究所。