PWM脈沖控制的晶閘管觸發裝置

陳 歡，凌 云，李 飛，彭瓊林

（湖南工業大學 電氣與信息工程學院，湖南 株洲 412007）

PWM脈沖控制的晶閘管觸發裝置

陳 歡，凌 云，李 飛，彭瓊林

（湖南工業大學 電氣與信息工程學院，湖南 株洲 412007）

為解決傳統晶閘管觸發裝置的一系列問題，設計了一種新型PWM脈沖控制的晶閘管觸發裝置。該裝置由5個部分構成：晶閘管雙向電子開關、負載、過零脈沖產生及直流穩壓單元、觸發信號產生單元、控制信號給定單元。雙向晶閘管作為雙向電子開關，CMOS非門作為移相控制單元的核心器件，其閾值電壓直接作為觸發基準電壓，利用PWM信號進行移相控制。測試結果表明，該裝置具有較好的抗干擾性能和良好的移相控制線性度，且成本低，體積小，工作穩定可靠。

PWM；移相觸發脈沖；晶閘管；觸發器

0 引言

隨著電力電子和電源技術的發展，以及應用場合的多元化，對晶閘管觸發的控制提出了更高的要求。現有的方案存在諸多限制，已無法滿足多元化應用需求。傳統模擬觸發器中，器件參數較為分散，調試和使用不便，可靠性差。傳統數字觸發器采用微控制器作為控制核心，功能強，但其價格高。三相全橋可控硅焊接電源主回路的數字觸發電路，采用DSP（digital signal processor）作為觸發器的控制器，具有高速數據處理能力，但電路復雜，通用性不足。微處理機控制的智能觸發器，采用微處理機設計智能觸發器，電路簡單，但只能作為金屬鹵化物燈、高壓鈉燈、高壓汞燈的照明控制智能觸發器。晶閘管控制觸發電路，采用單片機作為觸發器的控制核心，但電路不能進行移相控制。晶閘管數字觸發器，采用CPLD（complex programable logic device）作為觸發器的控制核心，同步信號采用光耦器件直接獲取，加在光耦器件發光二極管及限流電阻上的是正弦波電壓，但移相控制的起始同步點不精確。雙向晶閘管觸發電路，采用PWM（pulse width modulation）作為輸入移相控制信號，電路簡單，成本低，但使用觸發二極管作為觸發比較器件，移相角小時，最小移相角不易控制，移相角大時，觸發穩定性差。針對上述問題，本文提出采用CMOS（complementary metal oxide semiconductor）非門作為移相控制的核心器件。該觸發裝置成本低，體積小，穩定性較好。

1 觸發電路的組成

PWM脈沖控制的晶閘管觸發裝置如圖1所示。該觸發裝置由負載、晶閘管雙向電子開關、過零脈沖產生及直流穩壓單元、觸發信號產生單元、控制信號給定單元構成，其輸入電源為220V的單相交流電源。

圖1 觸發裝置電路原理圖Fig.1 The schematic diagram of trigger circuit

1.1 晶閘管雙向電子開關

構成雙向電子開關單元有2種方案：1）使用一個雙向晶閘管V0（見圖1）；2）由2個單向晶閘管和2個二極管組成背靠背電路，如圖2所示。

圖2 晶閘管雙向電子開關單元的第二種方案電路原理圖Fig.2 The schematic diagram of second program for thyristor bidirectional electronic switch unit

1.2 過零脈沖產生及直流穩壓單元

過零脈沖產生及直流穩壓單元包括整流橋、過零脈沖產生電路、直流穩壓電路3個部分。整流橋由二極管D3, D4, D5, D6構成。過零脈沖產生電路由電阻R1, R2和穩壓管DW1組成。電阻R1, R2串聯后，再并聯至整流電壓輸出端， R1, R2的連結點7引出至過零脈沖信號輸出端P0。直流穩壓電路由二極管D7、電容C1、電阻R3、穩壓管DW2組成。該電路作為輔助電源為非門供電。

1.3 觸發信號產生單元

由過零脈沖產生電路產生的過零脈沖信號，經輸出端P0輸入至過零脈沖信號輸入端P0。觸發信號產生單元由非門F1, F2, F3，三極管T1，二極管D8, D9, D10，電容C2，電阻R4, R5, R6, R7, R8，移相型光電隔離觸發驅動器M1組成。移相型光電隔離觸發驅動器M1采用MOC3023光耦器，其內部包括發光二極管LED1、光控雙向晶閘管。

1.4 控制信號給定單元

移相控制電壓輸出端UK與觸發信號產生單元的移相控制電壓輸入端UK連接。控制信號給定單元由開關型光電耦合器M2，電阻R9, R10, R11及非門F4組成。開關型光電耦合器M2的型號為4N25，它由發光二極管LED2和光控三極管構成。

1.5 非門

非門電路的型號為CD4069，是一個由4個非門F1, F2, F3, F4集成的CMOS電路。該電路由+9V穩壓電源供電。

2 觸發電路的工作原理

PWM控制信號經光電耦合器隔離，轉換成移相控制電壓，調節雙向晶閘管的導通角，利用過零脈沖信號決定移相控制的起點，實現PMW脈沖控制。

2.1 過零脈沖信號

利用二極管橋式整流電路，將交流電壓轉換成直流電壓。直流電壓經電阻R1, R2分壓，R2的電壓作為過零脈沖信號P0，并被穩壓管DW1限幅穩壓為+9V。過零脈沖信號P0作為負脈沖同步信號，其上升沿作為觸發裝置移相控制的起點。改變負脈沖的寬度，可實現最小移相控制角的控制。當增大R1或減小R2的阻值時，會減小分壓電路的分壓比，使負脈沖的寬度變寬，增大最小移相控制角；反之，若增大分壓電路的分壓比，可減小最小移相控制角。

2.2 直流工作電源

整流電壓經二極管D7隔離后，通過大電容C1濾波，然后經電阻R3限流，并由DW2穩壓后，得到穩定的+9V直流電壓。該直流電壓作為輔助直流工作電源，為觸發信號產生單元、控制信號給定單元供電。

2.3 移相控制原理

非門F3的輸入電壓為電容C2的電壓與移相控制電壓UK的疊加值，疊加比例由電阻R4和電阻R6的比值決定。

交流電源過零時，雙向電子開關截止，且將過零脈沖信號P0置為低電平；經非門F1, F2整型穩壓后，F2輸出低電平，二極管D8導通，電容C2經D8迅速放電，電容電壓被鉗制在一個較小的初始值；F3輸入低電平、輸出高電平，這使得觸發驅動器M1內部的發光二極管LED1和光控雙向晶閘管截止，無觸發信號輸出。

交流電源過零后，過零脈沖信號變為高電平，F2輸出高電平，二極管D8截止。三極管T1，電阻R5，二極管D9, D10組成恒流源，對電容C2充電，C2的電壓線性增加[4-7]。當過零脈沖信號P0從低電平變為高電平的時刻為最小移相控制角。

若移相控制電壓UK固定不變，電容C2充電，C2的電壓線性增加，非門F3的輸入電壓也線性增加。C2充電，F3的輸入電壓超過其閾值電壓時，F3的輸入變為高電平，輸出為低電平，這觸發驅動器M1內部的發光二極管LED1發光，光控雙向晶閘管導通。經過限流電阻R8，觸發晶閘管雙向電子開關導通，該觸發信號將持續到下一個過零脈沖信號的負脈沖到來時消失。

當移相控制電壓UK增加，電容C2的電壓充電至較小數值時，使非門F3產生觸發信號，而C2的電壓充電到較小數值的時間短，相當于移相控制角前移；當移相控制電壓UK減小時，電容電壓需充電增加到較大值，才能使F3產生觸發信號，而C2充電時間長，相當于移相控制角后移。因此，相控電壓決定了相控角。

2.4 PWM移相控制信號轉換為移相控制電壓

PWM信號輸入后，利用控制信號給定單元進行輸入隔離，并轉換為直流移相控制電壓UK輸出。移相控制信號的占空比與移相控制電壓成正比，因此，改變移相控制信號的占空比，即可改變移相控制電壓大小，從而改變移相控制角。

PWM移相控制信號為高電平時，經電阻R9限流，驅動光控三極管導通，輸出端電壓被拉低，非門F4輸出高電平，通過電阻R11對電容C3充電；PWM移相控制信號為低電平時，M2內部的LED2截止，光控三極管截止，輸出集電極端被電阻R10拉至高電平，F4輸出低電平，C3經電阻R11放電。改變PWM移相控制信號的占空比，即改變電容C3的平均電壓值。由于電容C3的平滑濾波作用，C3引出的移相控制電壓UK為直流電壓。

3 觸發裝置的應用特點

本裝置應用新型的控制方法，突破了傳統方案的局限性。本裝置經多次測試，試驗結果表明其具有以下特點。

3.1 結構簡單，易于實現，運行穩定

利用PWM信號進行移相控制，易于實現，且抗干擾能力強。1）晶閘管雙向開關可用一個雙向晶閘管，或用2個單向晶閘管加2個二極管組成。2）電容C2采用恒流充放電方式，可確保移相控制信號與移相控制角之間的線性關系，且具有良好的移相線性度。3）采用光電隔離觸發方式，運行安全。4）采用CMOS非門作為移相控制的核心器件，其電壓傳輸特性接近理想開關，閾值電壓近似為供電電壓的二分之一，能直接作為觸發比較電壓，無需調整，且工作可靠、穩定。

3.2 非門輸入阻抗高，裝置功耗低

過零同步信號是由2個大阻值電阻和1個穩壓管直接對交流電壓整流后的直流電壓進行分壓得到。例如，電阻R1, R2均取值510kΩ，穩壓管DW1的穩壓值為9V，則R1的電壓有效值為211V，其功耗為

P1=211×211÷510≈87(mW)。R2的電壓被DW1限幅，使其功耗比P1低。直流工作電源的最大負載是光電隔離觸發驅動器M1的輸入控制電流，其額定電流為5mA。CMOS產生電路所需的工作電流可以被控制得很小。例如，恒流源對電容C2充電，C2容量選擇0.22μF，最大充電時間為10ms（對應的最大移相角為180°），最大充電電壓為4.5V（CMOS非門的閾值電壓），充電電流為

I=0.22×4.5÷10≈0.1(mA)。

UK平滑濾波充放電的電阻R11的阻值選擇10kΩ，其平均充放電電流為0.45mA。上拉電阻R10的阻值選擇100kΩ，其最大電流為0.09mA。CMOS非門的靜態功耗幾乎為0。

整個直流工作電源的負載電流若為6mA，在保留一定裕量情況下，直流工作電源需要提供的最大負載電流不超過10mA。電容C1, C2的容量分別選擇10, 100μF，即可滿足分壓及濾波的要求。直流電源電路只需要使用二極管D7，電容C1, C2，電阻R3，穩壓管DW2等小功率元件。因此，整個裝置的功耗是較低的。

4 結語

本文提出的新型PWM脈沖控制的晶閘管觸發裝置，解決了傳統晶閘管觸發裝置的諸多不足，如不穩定、可靠性差、價格昂貴、精度低、延遲等問題。該裝置采用CMOS非門作為移相控制單元的核心器件，利用PWM信號進行移相控制，結構簡單，易于實現。同時，具有一定抗干擾能力，移相控制線性度較好，且成本低，體積小，運行穩定。

[1]Maniktala Sanjaya. Swithing Power Supplies A to Z[M]. Singapore：Newnes，2006：1-14.

[2]李中啟，肖強輝，廖無限. 新型雙BUCK恒流源的研究[J]. 湖南工業大學學報，2011，25(4)：70-73. Li Zhongqi，Xiao Qianghui，Liao Wuxian. Research on New Dual BUCK-Type Constant-Current Power[M]. Journal of Hunan University of Technology，2011，25(4)：70-73.

[3]陳德峰，肖強輝，廖無限. 一種BUCK型恒流源的輸入特性研究[J]. 湖南工業大學學報，2009，23(6)：49-51. Chen Defeng，Xiao Qianghui，Liao Wuxian. Input Features Research of BUCK-Type Constant-Current Power [J]. Journal of Hunan University of Technology，2009，23(6)：49-51.

[4]楊 杰，肖強暉，廖無限. 基于Saber 的一種BUCK 型恒流源的研究[J]. 湖南工業大學學報，2009，23(6) ：46-48. Yang Jie，Xiao Qianghui，Liao Wuxian. Research on the BUCK-Type Constant-Current Power Based on Saber[J]. Journal of Hunan University of Technology，2009，23(6) ：46-48.

[5]李桂丹，高晗瓔，張春喜. 基于 SG3525 的 DC/DC 直流變換器的研究[J]. 通信電源技術，2008，25(5) ：28-29. Li Guidan，Gao Hanying，Zhang Chunxi. The Research of DC/DC Converter Based on SG3525[J]. Telecom Power Technology，2008，25(5) ：28-29.

[6] 張 波. 基于TL494的直流變換器[J]. 電子與封裝，2010，10 (12) ：23-26. Zhang Bo. DC-DC Converter Based on the TL494[J]. Electronics & Packaging，2010，10 (12) ：23-26.

[7]王 輝，王松林，來新泉，等. 一種 BUCK 型開關穩壓器負載電流檢測電路[J]. 固體電子學研究與進展，2009，29 (1) ：117-121. Wang Hui，Wang Songlin，Lai Xinquan，et al. A Load Current Sensing Circuit for BUCK Switching Regulator[J]. Research & Progress of SSE Solid State Electronics，2009，29 (1) ：117-121.

[8]Luo An，Zhao Wei，Deng Xia，et al．Dividing Frequency Control of Hybrid Active Power Filter with Multi-Injection Branches Using Improved ip-iqAlgorithm[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24(10)：2396-2405.

[9] 岳云濤，李英姿，韓永萍．一種新型高功率因數軟開關電源[J]．電力自動化設備，2008，65(5)：87-92. Yue Yuntao，Li Yingzi，Han Yongping. High Power Factor Soft-Switch Power Supply[J]. Electric Power Automation Equipment，2008，65(5)：87-92.

[10]Watson A J，Wheeler P W，Clare J C．A Complete Harmonic Elimination Approach to DC Link Voltage Balancing for a Cascaded Multilevel Rectifier[J]．IEEE Trans．on Industrial Electronics，2007，54(6)：2946-2953.

[11]Napoles J，Leon J I，Portillo R，et al． Selective Harmonic Mitigation Technique for High-Power Converters[J]．IEEE Trans．on Industrial Electronics，2010，57(7)：2315-2323.

（責任編輯：鄧 彬）

The PWM Pulse Controlled Thyristor Trigger Device

Chen Huan，Lin Yun，Li Fei，Peng Qionglin
（School of Electrical and Information Engineering，Hunan University of Technology，Zhuzhou Hunan 412007，China）

In order to solve a series of problems of traditional thyristor trigger device, a new thyristor trigger device controlled by PWM pulse was designed. The device consisted of five parted of two-way thyristor electronic switches, load, zero pulse generation and DC voltage unit, trigger signal generating unit and control signal given unit. Taking the bidirectional thyristor as two-way electronic switch, CMOS not gate as the core of phase shift control unit and its threshold voltage directly as the trigger reference voltage, applied PWM signal to phase shift control. The experimental results show that the device has strong anti-interference ability, good phase shift control linearity, which is low cost, small volume and works reliably.

PWM；shift phase pulse；thyristor；trigger

TM930

：A

：1673-9833(2014)01-0049-04

2013-11-26

湖南省自然科學基金資助項目（13JJ9016）

陳 歡（1988-），男，江蘇淮安人，湖南工業大學碩士生，主要研究方向為現代電力電子技術及系統，

E-mail：815823475@qq.com

10.3969/j.issn.1673-9833.2014.01.010