基于PR控制策略的船用數(shù)字逆變電源研究

張懷亮，何金平

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基于PR控制策略的船用數(shù)字逆變電源研究

張懷亮1，何金平2

(1．海軍裝備采購中心，北京 100071；2．武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所，武漢 430064)

本文針對(duì)船用交流日用負(fù)荷的特點(diǎn)，設(shè)計(jì)開發(fā)了基于PR控制策略的船用三相數(shù)字逆變電源；由于采用了瞬時(shí)電壓和電流控制方式，使得逆變電源的具有較快的動(dòng)態(tài)特性；通過單雙環(huán)快速切換，實(shí)現(xiàn)了逆變電源短路限流。通過實(shí)驗(yàn)對(duì)上述功能進(jìn)行了驗(yàn)證。

逆變電源 PR控制 短路限流

0 引言

為了滿足船上眾多交流日用負(fù)荷的用電需求，需要采用逆變電源將蓄電池提供的直流電轉(zhuǎn)換成日用負(fù)荷可用的交流電。

根據(jù)船規(guī)要求，船用交流電源的電壓畸變率THDv要小于5%，當(dāng)逆變電源帶非線性負(fù)載時(shí)，如二極管整流負(fù)荷，由于交流濾波器的壓降，會(huì)導(dǎo)致逆變電源的輸出電壓含有大量的低次諧波，以5次和7次為主。若不采取措施加以抑制，在非線性負(fù)荷較重時(shí)，逆變電源的THDv很容易超出規(guī)定的要求[1]。另外，船規(guī)對(duì)交流電源的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能都做出了要求，這就要求逆變電源不僅要從帶穩(wěn)態(tài)平衡負(fù)載和不平衡負(fù)載考量，還要從帶平衡負(fù)載時(shí)的動(dòng)態(tài)切換和帶不平衡負(fù)載時(shí)的切換進(jìn)行考量。由于數(shù)字逆變電源采用的是電力電子器件作為功率變換器，功率器件對(duì)短路電流的承受能力有限。負(fù)載短路后，短路電流遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于額定電流，為了保護(hù)功率器件的安全，在檢測(cè)到故障短路后，通常的做法是盡快關(guān)閉逆變器，而且越快越好。但是在船舶應(yīng)用領(lǐng)域，為了提高供電可靠性，負(fù)載支路故障時(shí)，要求只切除故障回路而不影響其他供電支路。因此，逆變電源在檢測(cè)到短路后馬上停機(jī)顯然是不合規(guī)范的。這就要求逆變電源具有短路限流能力，在故障時(shí)能夠?qū)㈦娏飨薅ㄔ谝欢ǚ秶鷥?nèi)，待故障切除后能夠馬上恢復(fù)供電。

根據(jù)以上要求，本文設(shè)計(jì)開發(fā)了船用數(shù)字逆變電源，采用基于瞬時(shí)值控制的雙環(huán)控制方式，提高逆變電源的響應(yīng)速度；并在dq坐標(biāo)系下的電壓外環(huán)增加了1次和6次基波頻率的諧振算子，提高其在帶不平衡負(fù)載時(shí)的電壓精度，降低帶非線性負(fù)載時(shí)的THDv；通過單環(huán)和雙環(huán)的快速切換，實(shí)現(xiàn)了逆變電源短路限流功能。

1 數(shù)字逆變電源的結(jié)構(gòu)

本文設(shè)計(jì)的數(shù)字逆變電源從結(jié)構(gòu)上可以分為主回路和控制回路兩個(gè)部分。如圖1所示。

主回路部分主要包含直流電容、IGBT橋和LC濾波器?？紤]到IGBT的散熱問題，采用渦輪風(fēng)機(jī)對(duì)散熱片進(jìn)行散熱，并設(shè)計(jì)了良好的風(fēng)道，保證滿負(fù)荷運(yùn)行時(shí)，IGBT的溫度在正常范圍內(nèi)。為減小母排寄生電感在功率器件上引起的電壓尖峰，設(shè)計(jì)采用了下沉母排的形式，有效的降低了母排寄生電感，IGBT只采用簡單的電容吸收電路，就能很好的抑制過電壓尖峰。

控制回路主要包含信號(hào)調(diào)理板和DSP控制板。本文設(shè)計(jì)的數(shù)字逆變電源需要采7路模擬量，包括1路直流電壓、三路濾波電容電壓和三路濾波電感電流。采用AD公司的AD7606芯片作為數(shù)字采樣的核心。這款芯片具有最高200k的采樣速率，與DSP通過數(shù)據(jù)總線連接，并且單電源供電，具有8路可正負(fù)輸入的AD采樣，非常適合高速數(shù)字控制電路的應(yīng)用。主控芯片采用的是德州儀器公司的DSP28335，具有最高150M的運(yùn)行速度，尤其是這款DSP內(nèi)涵一個(gè)浮點(diǎn)運(yùn)算單元（FPU），相對(duì)于定點(diǎn)DSP，這款DSP的浮點(diǎn)運(yùn)算能力有了極大的提高，免去了繁瑣的Q格式轉(zhuǎn)換計(jì)算，非常適合需要反復(fù)進(jìn)行復(fù)雜控制運(yùn)算的場合?？刂齐娐芬隽四孀冸娫吹膯⑼?、復(fù)位控制信號(hào)和正常及故障狀態(tài)信號(hào)，方便現(xiàn)地操作或與外部其他控制電路接口進(jìn)行遙控操作。集成的RS485通訊口，還能與上位機(jī)進(jìn)行數(shù)據(jù)交換，方便實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程監(jiān)控功能。

2 控制策略

為方便控制器設(shè)計(jì)，控制器狀態(tài)變量通過dq變換，將三相交流電壓、三相交流電流由3相靜止坐標(biāo)變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d軸電壓電流和q軸的電壓電流。原來的基波量變成了直流量，易化了控制器的設(shè)計(jì)。但是在dq軸坐標(biāo)系下，d軸和q軸的狀態(tài)量產(chǎn)生了耦合[2-3]。為簡化控制器設(shè)計(jì)，忽略dq軸狀態(tài)量的耦合，在dq軸采用電容電壓外環(huán)、電感電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略，正常運(yùn)行時(shí)雙環(huán)同時(shí)工作，將負(fù)載電流視為干擾；短路工況下外環(huán)被旁路，內(nèi)環(huán)指令為恒定值，僅內(nèi)環(huán)工作，此時(shí)將電容電壓視為干擾，被控對(duì)象模型為單電感模型。以d軸控制為例，系統(tǒng)控制框圖如圖2所示：（q軸控制完全相同，差異僅在于dq軸控制指令不一樣）。

i:負(fù)載電流；

v:輸出電壓；

v:輸出電壓參考值；

G:電壓外環(huán)控制器；

I:短路限流參考值；

i:電流參考值；

G:電流內(nèi)環(huán)控制器；

G:數(shù)字控制器延時(shí)；

K:逆變器橋增益。

2.1 電流內(nèi)環(huán)

電流內(nèi)環(huán)控制器采用常用的PI調(diào)節(jié)器，電流內(nèi)環(huán)的框圖如圖3所示。

其開環(huán)傳遞函數(shù)為

其中Gd中的延時(shí)包括數(shù)字控制的一拍滯后和ZOH環(huán)節(jié)的半拍滯后，滯后時(shí)間為1.5 Ts。數(shù)字域下系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為：

2.2 電壓外環(huán)

由于R控制器參數(shù)可做獨(dú)立設(shè)計(jì)，對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性影響不大，設(shè)計(jì)時(shí)先設(shè)計(jì)PI控制器，再根據(jù)運(yùn)行實(shí)際情況調(diào)整R控制器。外環(huán)控制對(duì)象傳遞函數(shù)為：

前文已提到，為了使逆變電源帶整流型非線性負(fù)載時(shí)，降低輸出電壓中的5次和7次諧波，電壓控制器中加入了諧振頻率為300 Hz（6次諧波）的諧振控制器；為了降低帶不平衡負(fù)載時(shí)輸出電壓中的2次諧波，電壓控制器中加入了諧振頻率為50Hz的諧振控制器。因此，電壓諧振控制器[4-5]可表示為：

其中，Kprv、Kirv和Kp6rv、Ki6rv分別為諧振頻率為50 Hz和600 Hz時(shí)的比例控制參數(shù)和諧振控制參數(shù)，控制器具體參數(shù)的數(shù)值可通過極點(diǎn)配置法進(jìn)行計(jì)算，并在實(shí)驗(yàn)當(dāng)中進(jìn)行調(diào)整。

2.3 短路限流切換

輸出發(fā)生短路故障時(shí)，故障電流迅速上升，同時(shí)輸出電壓迅速下降。系統(tǒng)采樣速度為12 kHz，因此，判斷系統(tǒng)發(fā)生故障的最長時(shí)間為0.8 ms左右，在此期間，由于有電感的限流作用，短路電流不會(huì)上升很快。在系統(tǒng)判斷除發(fā)生短路后，控制器瞬時(shí)從雙環(huán)切換到單環(huán)限流運(yùn)行，單環(huán)為電流環(huán)，用以迅速限值短路電流大小。限流電流的大小跟蹤給定值。在短路故障切除后，控制器瞬時(shí)從單環(huán)運(yùn)行切換到雙環(huán)運(yùn)行，逆變器恢復(fù)正常。短路恢復(fù)的判據(jù)為電壓明顯升高。

3 實(shí)驗(yàn)及分析

根據(jù)以上分析，對(duì)開發(fā)的40 kW逆變電源進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，直流輸入電壓560 VDC，交流輸出設(shè)定為三相 375 VAC。實(shí)驗(yàn)內(nèi)容包括穩(wěn)態(tài)測(cè)試和動(dòng)態(tài)測(cè)試。穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)分為帶平衡負(fù)載和不平衡負(fù)載輸出電壓的幅值及THD，動(dòng)態(tài)測(cè)試包含平衡和不平衡負(fù)載時(shí)滿載到空載切換以及短路切換實(shí)驗(yàn)。

穩(wěn)態(tài)帶平衡負(fù)荷時(shí)，輸出電壓精度達(dá)到0.21%，線性負(fù)荷時(shí)的THDv=0.2%，二極管整流負(fù)載時(shí)THDv=2.5%；帶不平衡負(fù)載時(shí)電壓精度達(dá)到0.4%，線性負(fù)荷時(shí)THDv=0.7%，非線性負(fù)荷時(shí)THDv=2.8%，均滿足設(shè)計(jì)要求，如圖4所示，分別是帶線性負(fù)載和整流負(fù)載時(shí)的一相輸出電壓波形。

圖5所示為逆變電源帶平衡三相負(fù)載時(shí)，空載到滿載切換的過程(紅、黃為AB和BC線電壓，綠色為A相電流，以下同)，在切換過程中，輸出電壓的峰值達(dá)到557 V，動(dòng)態(tài)電壓的波動(dòng)范圍達(dá)到8.66%，恢復(fù)時(shí)間小于2 ms，滿足規(guī)范要求。

圖6所示為平衡負(fù)載時(shí)，負(fù)載在空載和滿載之間不斷切換的動(dòng)態(tài)過程，圖(a)顯示在切除滿載時(shí)引起的輸出電壓超調(diào)，在577V左右；圖(b)顯示在電壓超調(diào)到恢復(fù)到正常電壓水平的時(shí)間，在2 ms左右。帶不平衡負(fù)載時(shí)的超調(diào)電壓及恢復(fù)時(shí)間具有相似的情況。

圖7所示為逆變電源帶不平衡三相負(fù)載時(shí)，空載到滿載切換的過程，在切換過程中，輸出電壓的峰值達(dá)到582 V，動(dòng)態(tài)電壓的波動(dòng)范圍達(dá)到9.61%，恢復(fù)時(shí)間小于2 ms，滿足規(guī)范要求。

圖8所示為三相空載時(shí)，輸出三相短路及恢復(fù)波形，從波形可以看出，輸出短路后，輸出電壓基本為0，而輸出電流限定在峰值150 A左右，故障切除后，系統(tǒng)電壓恢復(fù)，恢復(fù)時(shí)間在2 ms左右，輸出電流接近0 A。

4 結(jié)論

本文針對(duì)船用交流日用負(fù)荷的特點(diǎn)及要求，本文設(shè)計(jì)開發(fā)了基于PR控制策略的船用三相數(shù)字逆變電源；通過瞬時(shí)控制方式，由于采用了瞬時(shí)電壓和電流控制方式，使得逆變電源的具有較快的動(dòng)態(tài)特性；通過單雙環(huán)快速切換，實(shí)現(xiàn)了逆變電源短路限流。通過實(shí)驗(yàn)對(duì)上述功能進(jìn)行了驗(yàn)證。

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Research on Digital Inverter Power Based on PR Control Strategy for A Ship

Zhang Huailiang1, He Jinping2

(1. Armaments Procurement Agency, Naval Equipment Ministry, Beijing 100071, China; 2. Wuhan Institute of Marine Electric Propulsion, Wuhan 430064, China)

TN710.9

A

1003-4862（2014）11-0052-04

2014-09-13

張懷亮(1972-)，男，工程師。研究方向：艦船電力系統(tǒng)。