脈沖雷達自適應步進數字AGC設計與仿真

朱璐, 鄒波, 江利中

（1.92941部隊第120研究所,遼寧 葫蘆島 125001；2.上海無線電設備研究所,上海 200090）

脈沖雷達自適應步進數字AGC設計與仿真

朱璐1, 鄒波2, 江利中2

（1.92941部隊第120研究所,遼寧 葫蘆島 125001；2.上海無線電設備研究所,上海 200090）

模擬AGC數字化設計在雷達上的應用已成為必然趨勢。文章在研究模擬AGC數字化設計的基礎上,提出自適應步進、可調AGC帶寬、兼具快速性和穩健性的脈沖雷達數字AGC控制算法。仿真和分析結果表明,算法響應速度快、性能較好,且通過調整增益衰減因子可以實現欠阻尼控制、調整α-β濾波的系數可以實現AGC帶寬控制。

雷達；模擬；數字；自適應步進

0 引言

自動增益控制（AGC）是雷達中頻接收的重要組成部分[1]。中頻接收機設置自動增益控制的目的在于使接收機的增益隨著信號的強弱進行調整,或者保持接收機的輸出恒定在一定范圍[2]。

AGC按實現方法分類,可分為模擬AGC和數字AGC[3]。模擬AGC由于模擬器件如檢波器和RC電路的原因,在窄脈沖、高重頻或環境溫度變化條件下輸出歸一化電平難以控制、快速響應和穩定性不能兼顧。與模擬AGC相比,數字AGC可實現更為復雜的控制算法,并且數字AGC的響應和收斂速度更快、穩定性更好[2]。因此,隨著雷達性能要求的提高和數字化技術的發展,模擬AGC的數字化設計已廣泛應用到各型雷達[3-5]。

數字AGC的基本原理是對中頻模擬信號進行數字化,然后估計信號的幅度,反過來控制前端中頻放大電路中的可編程數控衰減器或模擬衰減器,將信號輸出調整到適合檢測的幅值范圍內,或者控制輸出的數字信號幅度穩定在一個恒定的值。本文在研究模擬AGC數字化的基礎上提出自適應步進、可調AGC帶寬、兼具快速性和穩健性的AGC控制算法。

1 模擬AGC的數字化設計

模擬AGC的控制產生部分采用模擬電路實現,如圖1（a）所示,主要由輸入放大器、檢波器、低通濾波器和輸出放大器幾個部分構成。輸入放大器有兩個輸入,其中一個輸入信號Sin為接收機的輸出,另一個輸入信號為歸一化電平U。檢波器檢出信號的功率,濾波器用來平滑檢波輸出信號中變化較大的部分[3]。

圖1 模擬AGC和數字AGC原理框圖

數字AGC的數字化設計如圖1（b）所示,其增益控制執行部分與模擬AGC沒有太大區別,主要區別是采用數字信號處理得到可控增益衰減器的控制電壓（或信號）。所以模擬AGC數字化設計的關鍵就是實現增益控制算法。

2 數字AGC的算法實現

通過與模擬AGC的比較可知,數字AGC設計需要解決的主要問題有三個：

a）中頻信號幅度/功率的估計；

b）增益控制策略；

c）AGC帶寬控制。

2.1 中頻信號幅度的估計

雷達中頻接收機輸出信號給信號處理機后,信號處理機需要通過數字檢波方法估計該中頻信號的幅度或功率,才能實時給中頻接收機反饋相應的增益控制電壓。

2.1.1 數字檢波方法

中頻信號幅度/功率的估計方法有兩種：

a）直接處理中頻數字信號得到信號的幅度/功率（中頻信號數字檢波）；

b）通過信號處理過程中的基帶I路和Q路信號檢波得到信號的幅度/功率（數字基帶數字檢波）。

2.1.1.1 中頻信號數字檢波

直接處理ADC采樣后的數字中頻信號得到信號幅度/功率類似于模擬AGC的模擬檢波,用數字檢波的方法得到信號的包絡,通常采用平方律檢波[6]。

設數字中頻信號為

式中：A為信號幅度；w為信號數字角頻率；T為信號采樣周期；φ為信號的初始相位；n為采樣點。

平方檢波即可得到直流分量

通過C（n）即可估計中頻接收機輸出的中頻信號的幅度/功率。

2.1.1.2 基帶信號數字檢波

基帶信號數字檢波通常用信號處理過程中得到的基帶I路和Q路信號平方和來估計信號的幅度/功率。設信號處理過程中得到的正交基帶信號分別為I（n）和Q（n）,則平方檢波后得到

通過C（n）即可估計中頻接收機輸出的中頻信號的幅度/功率。

值得注意的是兩種方法在處理的過程中都有濾波器等帶來相應增益,但增益是固定的,可以通過數字補償來直接得到模擬中頻信號幅度/功率的估計值。

2.1.2 均衡濾波

上述兩種方法估計的信號幅度/功率受噪聲影響較大,如果直接利用估計結果得到AGC控制電壓,則控制電壓起伏較大,影響AGC的穩定性和響應時間。通常采用均衡濾波器滑動濾波每個采樣點估計的信號幅度/功率[2]。對于脈沖雷達來說,可以取一個距離門（重頻）內的最大值作為信號幅度/功率的估計值,如圖2所示。

圖2 信號幅度/功率估計的均衡濾波

圖2中,左半部分為m階的滑動均衡濾波器,右半部分為一個取最大值比較器。其中, x（n）為輸入的采樣信號幅度/功率,y（n）為對應的m采樣點信號幅度/功率估計的最大值。

圖3 滑動均衡濾波器設計

圖3（a）為不同階數滑動均衡濾波器對疊加噪聲的正弦信號濾波后的結果,從圖可以看出32階的濾波器濾除效果比較接近原始信號,且濾波器的階數相對較小。

圖3（b）為32階滑動均衡濾波器（系數為32：-1：1間隔-1歸一化后取數）的幅頻響應和相頻響應,從圖可以看出該濾波器為一線性相位的低通濾波器。

2.2 自適應步進的增益控制

得到中頻信號的幅度/功率估計值后,需要根據此估計值和輸出門限得到AGC的控制電壓。設第k個回波（重頻）中頻信號功率估計值為,中頻接收機要求的輸出歸一化信號功率為Pth（輸出門限）,則功率差為

設接收機輸出信號功率為Pth時接收的中頻回波信號功率為Pin,則對應的門限增益為

為將信號功率估計為P?k的信號通過AGC控制后輸出為Pth的信號,增益變化為

設k時刻到k+1時刻增益調節為ΔGk+1,則k+1時刻的增益為

其中：

式中：λ′、λ為增益調節衰減因子,控制增益調節步進,避免信號變化較大時出現過沖調節,從而實現欠阻尼控制,同時可以抑制信號在門限附近時的振蕩幅度。

通過式（8）,可以在AGC控制過程中,根據回波信號功率自適應實時計算增益調節步進,達到快速和穩健的增益控制。

為避免信號在門限附近振蕩,可選用雙門限,將信號控制在一定的范圍內。但信號起伏較大時,雙門限會將信號進行矩形脈沖調制,信號在頻譜分析時會出現多譜峰,影響雷達根據多普勒頻率測量速度的性能。這種方法可應用在通信系統等對多普勒頻率檢測要求不高的系統。

2.3 AGC帶寬控制

如果根據每次回波估計的信號幅度/功率即一步到位調節增益控制電壓,則AGC帶寬太大,會出現中頻接收機輸出信號不穩定,且影響AGC控制環路的穩定性。為有效控制AGC帶寬,可以對每次輸出的增益Gk進行α-β濾波。

輸出的增益Gk進行α-β濾波分兩個步驟,一步預測和一步更新：

其中：T為增益更新周期；Vk+1為k+1時刻增益更新速度,且有

式中：α、β為α-β濾波因子。

為降低算法復雜度,將Vk和β均設為零,通過仿真α=0.5性能最佳,此時α-β濾波器對應的3 dB帶寬為114.7 Hz,如圖4所示。

3 數字AGC設計仿真與分析

仿真中采用中頻信號數字檢波方法,均衡濾波采用32階系數間隔1遞減的滑動均衡濾波器,增益控制過程中增益調節衰減因子λ=0.25,α-β濾波器因子α=0.5,β=0。

圖4 數字AGC環路濾波α-β濾波器幅頻響應

仿真中,脈沖信號重頻為1 k,每個脈沖為13位巴克碼,子碼寬度2 us,距離門寬度180 us,信號中頻60 MHz。中頻接收機歸一化輸出電平Pth=0 dB（0.632 V）,雷達開機時設置AGC初始增益-20 dB。方案中,得到增益Gk+1后,查找AGC電壓-增益曲線,再通過內插法得到較為精確的AGC電壓輸出值。

3.1 典型幅度變小階躍信號數字AGC仿真

仿真中假設信號幅度從2 V階躍變化到0.8 V,分別仿真信號疊加噪聲和無噪聲兩種情況下的數字AGC性能。數字AGC控制后中頻接收機輸出的信號仿真結果,如圖5所示。

從圖5可以看出,信號幅度由大信號突然減小1.2 V時,數字AGC在15個重頻內即可將接收機輸出控制到歸一化輸出電平信號,而且在輸出歸一化信號時,歸一化幅度起伏較小。

圖5 信號（無噪聲）幅度2 V階躍變化至0.8 V時數字AGC輸出仿真結果

圖6 信號（0.2 V噪聲）幅度2 V階躍變化至0.8 V時數字AGC輸出仿真結果

圖6為信號疊加均值為0 V,標準差為0.2 V的高斯隨機噪聲后的仿真結果,從圖可看出數字AGC仍具有良好的性能。其中,圖中（a）顯示信號幅度為2.5 V,其實不是,因為圖中每個重頻都是一個脈沖,每個脈沖由13個子脈沖組成,里面有60 M的中頻調制信號,此中頻調制信號的幅度是均值為2 V,標準差為0.2 V的高斯信號。但縮小后,整體看,表現的是整個脈沖內中頻信號幅度的最大值,接近2.5 V。同理,對圖（b）也是表現出控制后的信號幅度大于門限電壓0.632 V。另外,圖（b）中右半部分得到的信號幅度比左半部分高,其實是相應噪聲放大倍數大的原因造成。

3.2 典型幅度增大階躍信號數字AGC仿真

仿真中假設信號幅度從0.8 V階躍變化到2 V,信號無疊加噪聲時通過數字AGC控制后中頻接收機輸出的信號仿真結果如下圖所示。

從圖7可以看出,信號幅度由小信號突然增大1.2 V時,數字AGC在7個重頻內即可將接收機輸出控制到歸一化輸出電平,而且沒有出現輸出信號阻尼振動的現象。

圖7 信號（無噪聲）幅度0.8 V階躍變化至2 V時數字AGC輸出仿真結果

4 結論

通過數字信號處理估計信號的功率/幅度并實時計算估計值與歸一化輸出電平的增益,然后調節增益衰減因子和α-β濾波器系數,可以實現自適應步進的欠阻尼穩健AGC和其帶寬的控制。仿真結果可以看出,合適地選擇衰減因子和α系數,可以使數字AGC兼具響應和收斂速度快、穩健性高的特點。

[1] 王彥,曹鵬,費元春.數字中頻接收機的設計與實現[J].電訊技術,2004,44（5）：41-44.

[2] 周順,徐志軍,楊田.數字中頻接收機中的數字AGC的設計與實現[J].軍事通信技術,2008,29（1）：38-41.

[3] 童智勇,陳佳民,楊汝良.用于星載SAR數字AGC增益控制的雙門限步進法[J].遙感技術與應用,2007,22（1）：83-87.

[4] 金俊坤,吳嗣亮,孫武.某型偽碼測距雷達的數字AGC設計[J].現代雷達,2005,27（10）：75-78.

[5] 劉艷.基于FPGA的大動態范圍數字AGC的實現[J].電子設計工程,2009,17（8）：42-44.

[6] 常鴻,田龍,吳增印.一種用于接收微波的基帶數字AGC設計[J].空間電子技術,2010,（4）：47-49.

Adaptive Step Digital AGC Design and Simulation for Pulse Radar

ZHU Lu1, ZOU Bo2, JIANG Li-zhong2
（1.92941 forces 120th Research Institute,Huludao Liaoning,125001；2.Shanghai Radio Equipment Research Institute,Shanghai 200090,China）

It is an inevitable trend that digital design for analog AGC applicated on radar. Based on the study of digital design for analog AGC,an AGC control arithmetic for pulse radar with adaptive-step,adjustable AGC bandwidth and combination of speed and robustness is proposed on this paper.Simulation and analysis results indicate that the arithmatic has good performance and fast response ability.Besides,underdamped control can be implemented by adjusting the gain attenuation factor and AGC bandwidth control can be implemented by modificating the coefficient ofα-βfilter.

radar；analog；digital；adaptive step

TN958

A

1671-0576（2014）02-0022-06

2013-05-06

朱 璐（1981-）,女,工程師,主要從事制導控制技術研究。