一種Ka波段鏈式功率合成結構設計

賈 兵，趙永久，賀 穎

(南京航空航天大學電子信息工程學院，江蘇南京210016)

0 引言

近年來，技術上較成熟的功率合成結構多是基于傳統的3 dB波導電橋［1］多級合成原理，可以得到較高的毫米波功率輸出。但當合成級數增加時，合成網絡損耗將成倍增加，相應的合成效率將大幅下降，在合成級數達到一定數量后，將難以有效地提高固態毫米波功率輸出。

基于波導的鏈式功率合成是一種較好的選擇，在波導縱向分出多路微帶支路實現功率分配，避免了波導截面尺寸對放大單元數目的限制，而且各集成傳輸線支路分散排列的方式，為大功率固態器件集成提供了較好的散熱通道，有利于功率器件性能發揮。文獻［2］對鏈式功率合成結構進行了較全面的分析，本文在此基礎上提出了一種新穎的功率分配合成結構。該結構降低了加工的難度，并且擴展了工作帶寬，提高了功率合成效率。

1 鏈式功率合成

一些學者已經對鏈式功率合成結構［3］進行了研究，文獻［4，5］中的功率分配合成結構是通過同軸探針深入波導中進行能量的耦合來實現的;文獻［6］中提出了用波導—微帶探針過渡的形式，但該結構是一個諧振結構，帶寬較窄;文獻［7，8］是通過波導開槽結構來實現能量的耦合。本文是基于文獻［2］中提出的功率分配合成結構，通過伸入波導E面的微帶探針來實現每一級能量的耦合，并通過每一級耦合結構后面的容性膜片來實現各級探針的阻抗匹配，在帶寬、合成效率和插入損耗等方面都有很好的表現。這種結構是在X頻段提出的，如果將其應用在Ka波段甚至更高的頻率，由于匹配膜片的存在，這種結構的加工就變的比較困難了，在毫米波頻段，匹配膜片的尺寸將變的很小，其尺寸略微變化就將引起結果的劇烈惡化。改進的結構如圖1所示，避免了膜片的使用，而是用階梯波導來實現阻抗的匹配，這樣的結構使四路功率分配器輸出端口得到的結果幅度一致性更好，帶寬也更寬。

圖1 階梯波導鏈式功率分配合成結構

2 原理分析

基于波導的鏈式功率合成結構是在輸入波導中沿著電磁波傳播方向插入多個無反射的耦合結構，每個耦合結構都可以從輸入波導耦合出一定比例的能量，耦合出的能量經過放大器放大后進入輸出波導，最終在波導輸出端口合成輸出。

這種結構可以看作2個背靠背連接的功率分配結構，每一個分配結構又可以等效為3個三端口網絡和1個二端口網絡的級聯，每個三端口網絡的S參數應該為:

最后一階結構是一個二端口網絡，它對應的S參數為

下面用信號流圖對功率分配結構進行分析，以便了解每個三端口/二端口網絡本身的性能對整體結構的影響。為簡化分析，下面對一個二階結構進行分析，該結構由一個三端口網絡級聯一個二端口網絡而成，如圖2所示。

圖2 2階結構信號流

最終分析結果如下:

此外可以求得:

在S44不是足夠小的頻率點上，由S11和S31S44S13這2項組成，如果這2項相位差接近180°，則會減小;如果相位差接近于0°，則會增大

同樣道理，在S44不是足夠小的頻率點上，由S21和S31S44S23這2項組成，如果這2項相位差接近180°，則會減小;如果相位差接近于0°，則會增大

3 建模與分析

3.1 4路功率分配結構設計

根據以上的原理介紹，使用HFSS對提出的功率分配結構(圖1所示結構的一半)建模，并進行仿真優化。因為功率4路分配結構可以看成3個三端口網絡和1個二端口網絡的級聯，由式(1)、式(2)和式(3)可求出每一級結構的耦合度，如表1所示。

表1 各級三端口網絡耦合系數

根據表1，先對每一級三端口網絡進行建模仿真，當每一級結構都優化完成后，再將各級結構級聯起來進行微調。在該功率合成結構當中，對于最后一級結構，當平面探針橫跨整個波導時，得到的結果會更好，仿真的最終結果如圖3所示。

由仿真結果看出，該4路功分結構的帶寬很寬，為28.5～36 GHz，回波損耗＜－15 dB，各耦合端口幅度平衡度在29.5～35.5 GHz為時±0.25 dB，相比于文獻［2］中4 GHz的幅度平衡度為±0.5 dB的帶寬，這種改進的結構表現了良好的性能。

圖3 四路功率分配結構S參數曲線

3.2 4路功率合成結構設計

將2個功率分配結構背對背連接起來就構成了一個功率分配合成結構，對其進行仿真，結果如圖4所示。

圖4 4路功率合成結構S參數曲線

從仿真結果可看出，該結構的反射信號上有很多波峰，這對整個結構的工作帶寬有很大的影響，在文獻［2］中對這種現象給出了解釋。下面用信號流的形式對該結構進行分析，如圖5所示，其中Lx表示連接三端口網絡的傳輸線的長度，Ly表示連接輸入波導和輸出波導的傳輸線長度。

圖5 用信號流圖表示功率分配合成結構

正常的合成路徑是:

這4個路徑的信號最終在輸出端口同相合成。但是由于任何無源的三端口網絡不能同時實現無耗、互易和各個端口的匹配，在文中每個三端口網絡只有在輸入端是匹配的，即在端口1、6、11和16是匹配的，在功率合成結構中端口2、3、7、8、12 和13 都存在反射波，這些反射波的影響造成了反射信號上波峰的存在。現在對功率合成結構中端口2和3進行分析，其他端口類似，端口2和端口3的反射波分別為:

為了保證背對背結構的對稱性，必須使每級耦合結構間的波導長度相等，同時也必須滿足Ly2=Ly3，Ly1=Ly4，于是式(14)和式(15)簡化為:

由式(16)和式(17)可看出，當功率分配結構確定后，只有分別調整Ly2跟Ly1的值，才可能使各個端口的反射波在一定的頻帶內相互抵消，本文在Ly2和Ly3上加了一段圓弧，并對圓弧進行仿真優化，最后得到的結果如圖6所示。

圖6 改進后的背對背結構仿真結果

由仿真結果可看出，該4路功分結構在28～35.5 GHz，回波損耗 ＜ －15 dB，插入損耗不大于0.9 dB，與幅度平衡度為±0.25 dB的等功率功分帶寬29.5～35.5 GHz相對應，展現了較寬的帶寬，驗證了該功率分配合成結構的可行性。如果將匹配良好的放大器置于連接輸入波導與輸出波導的微帶傳輸線上，放大器的存在將會消除來自輸出波導的反射信號，從而減小反射信號的波峰，這將會使該背對背結構的－15 dB帶寬擴展到整個頻帶。

4 結束語

提出了一種新穎的工作于Ka波段的波導鏈式功率分配合成結構，具有工作頻帶寬、合成效率高和易加工的優點。在對功率分配結構進行仿真建模時，多個不同的尺寸組合都可以達到相同的效果，這里要選擇一種有較強誤差容忍度的組合。雖然設計的是工作于Ka波段四路的功率合成結構，但同樣可以用于其他頻段多路功率合成的結構設計當中。該結構彌補了傳統的基于波導的鏈式功率合成結構的不足，在多級功率合成中有著重要應用價值，在毫米波功率合成中有著廣闊的應用前景。

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