4～20 mA電流環串行通信接口抗干擾研究

武文斌　陳先玉

摘 要： 介紹了基于4～20 mA電流環串行通信接口的基本原理，創新的使用PCI轉UART橋芯片實現了基于CPCI總線的4～20 mA電流環串口卡，并給出了某地面測試系統中電流環接口的干擾源及其抗干擾分析。通過改進接收端施密特觸發器電路，降低了輸出高電平的幅值，減小了系統中干擾信號的尖峰，有效地抑制了噪聲；同時，通過選取最佳的負載電阻，提高了光耦飽和度，增強了輸出驅動能力。經測試，按這種方法改進后的4～20 mA電流環串行接口電路較好地抑制了通信線束中的電磁串擾，提升了抗干擾能力。

關鍵字： 4～20 mA電流環； 串行通信； 接口； 抗干擾

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）12?0116?03

Abstract： The basic principle of serial communication interface for 4～20 mA current loops is introduced in this paper. The 4～20 mA current loop serial card based on CPCI bus was realized by innovative use of PCI?to?UART bridge chip. The interference source and anti?interference analysis of the current loop interface in a ground test system are offered in this paper. By improving the circuit of Schmidt trigger at receiving end， the amplitude of the output high level and the signal peak are reduced. As a result， the noise is suppressed. The selection of the optimum load resistance makes the optocoupler saturation improved， and the output drive capability enhanced. The testing results show that this improved serial interface circuit of 4～20 mA current loop can restrain electromagnetic interference in communication wire harness.

Keywords： 4～20mA current loop； serial communication； interface； anti?interference

由于電流不受線阻的影響，電流環通信在一定長度范圍內不易受噪聲干擾，因此，在工業控制及惡劣環境現場測控等領域中經常采用這種信號傳輸方式。但是，電流環串口的抗干擾特性并非絕對，在某些特定環境下，如果應用不當，反而容易通過線路引入脈沖串擾。本文結合過程應用實例，研究4～20 mA電流環串行通信接口在發送和接收端引入干擾的原因及相應的改進措施。

1 4～20 mA電流環基本原理

電流環通常包括傳感器、發送器、接收器和ADC或微控制器[1]。傳感器用于測量物理參數（如壓力或溫度），提供相應的輸出電壓；發送器將傳感器輸出按比例轉換成4～20 mA電流信號；接收器則將4～20 mA電流轉換為電壓信號，ADC或微控制器將接收器的電壓輸出轉換成數字信號。

4～20 mA電流環通常情況下信號傳輸的距離較長，且不需考慮線路上噪聲、線長、壓降和線路阻抗等參數的影響，從而使電路傳輸性能大大提高。在電流環中，信息通過電流調制信號進行傳輸[2?3]。對于4～20 mA系統，4 mA通常表示傳感器的零輸出，20 mA表示滿量程輸出，因而很容易區分環路斷路（0 mA，故障狀態）與傳感器的零輸出（4 mA）。與電壓調制信號相比，電流環從本質上具有更高的抗干擾能力[4]。

2 基于CPCI總線的4～20 mA電流環卡設計

在某地面測試系統中，為滿足惡劣環境下的通信需求，設計了一塊基于CPCI總線的4～20 mA電流環串口卡，系統框圖如圖1所示。通過使用Oxford公司的OX16系列PCI轉UART橋芯片，上位機軟件直接操作相應的寄存器就可以在異步串行通信方式下實現數據收發。而UART橋芯片產生的TTL電平信號則經過光耦以后進入電流環收發器。在本設計中，采用了AD公司的AM422作為4～20 mA電流環收發器。

3 干擾分析

在CPCI總線架構中，主卡通過總線操作電流環串口卡單獨進行數據收發測試時各項功能完全正常，通信距離及抗干擾能力等也達到了4～20 mA電流環一般設計要求。但是，在某地面測試系統中，主卡會通過CPCI總線操作系統中的繼電器卡，當繼電器通道向外部接通12 V電源時，電流環串口卡總會異常收到幾個字節的數據。通過分析發現，該地面測試系統對外的線纜束將電流環串口信號線、繼電器信號線、I/O輸入接口信號全部捆扎在一起，當繼電器中的觸點在接通與斷開時，由于電流的急劇變化，產生電磁干擾，通過繼電器接口信號線竄入電流環互連信號線上，從而導致串口數據通信錯誤。在經過光耦之后的接收端電路中，用示波器監測串口接收到的TTL電平信號，可以看出在繼電器動作時會收到大量的干擾信號波形如圖2所示。

通過查閱施密特觸發器SN75189A的數據手冊可知，當輸入信號電平大于1.9 V時，芯片輸出為邏輯0；輸入信號電平小于1.0 V時，芯片輸出為邏輯1。從圖2的輸入電壓波形可以看出，干擾脈沖信號的電平已低于VIT-，從而導致了輸出信號翻轉為邏輯1，使得串口控制器接收到錯誤的信號幀。

施密特觸發器SN75189A還可以通過濾波配置電容實現對輸入信號的翻轉電平調整，其電容值與電壓脈寬的關系如圖3所示[5]。

參考圖3可以看出，當濾波配置電容約500 pF時，若脈沖寬度為2 μs，脈沖幅度為2.0 V就可造成輸出翻轉，而當脈沖寬度變為500 ns時，脈沖幅度需要5.0 V才可造成輸出發生翻轉。而從圖2中可以看出，受干擾時，光耦輸出信號尖峰低于2 V部分的持續時間約為2 μs，在這種情況下，施密特觸發器就識別成有效的高電平。可見，若干擾尖峰寬度足夠小，施密特觸發器SN75189A就會將其識別為噪聲而將其濾除，而不是識別為有效信號，從而在串口的接收端達到濾去干擾的效果。在干擾一定的情況下，可以通過提高光耦輸出高電平的幅值來減小干擾尖峰，如圖4所示。

從SN75189A的數據手冊中可以看出，信號輸入端對地相當于一個3～7 kΩ的電阻，如圖5所示[5]。從芯片內部電路圖和實施測試情況看，這個電阻值約為5 kΩ。

可見，光耦輸出端負載電阻和SN75189A的輸入電阻對光耦的輸出形成了分壓關系，通過調整光耦輸出端的負載電阻值就可以調節光耦的輸出電平。

從光耦6N136的數據手冊中可以看出，輸出電流Io的平均工作電流為8 mA，根據公式[（5-Vceo）RL≤8 mA]（飽和時Vceo=0），負載電阻RL不能低于[6]625 Ω。在實際測試中，發現當RL低于750 Ω時，光耦的輸出電平最小值達到近1.0 V，光耦已經進入不飽和狀態。而施密特觸發器SN75189A的輸入電壓超過1.0 V就不能可靠識別為低電平，因此，當VCC=5.0 V時，光耦上輸出端的負載電阻RL阻值采用1 kΩ為最佳狀態，能保證輸出電壓最大值約為4.2 V，輸出電壓最小值約為0.5 V，輸出電流Iceo約為5 mA，且距離最小取值750 Ω還有一定余量。

從表1中可以看出，RL取1 kΩ時，光耦輸出高電平已經達到較高的值，若再減小，高電平幅值增大不明顯，但是距離最小值750 Ω的余量已經不多。因此，從理論分析和實際測試的情況看，RL取1 kΩ是較為合理的值。

將RL換為1 kΩ后的干擾波形如圖6所示。從圖6中可以看出，提高輸出高電平的幅值后，干擾就被施密特觸發器濾掉，PCI轉UART橋芯片就不再錯誤接收數據。

4 結 語

本文給出了基于CPCI總線的4～20 mA電流環串口卡基本設計方法，并分析了該電流環串口在某地面測試系統中被干擾的原因。通過電流環接收端電路的改進設計，較好地解決了該系統中繼電器動作引入干擾對電流環串口通信的影響，提高了4～20 mA電流環串口的抗干擾能力。

參考文獻

[1] 王立華.基于DSP的4～20 mA電流環的設計[J].工礦自動化，2008（2）：121?123.

[2] 楊金巖.4～20 mA電流變送器AD421 及其應用[J].現代電子技術，2001，24（7）：76?77.

[3] 王美玲.適合于4～20 mA 電流環的31/2 LCD 顯示表[J].儀器與儀表，2000（11）：21?22.

[4] 呂津.一種對20 mA 電流環的改進方法[J].中國測試技術，2003（2）：37?38.

[5] Texas Instruments. SN75189A uses manual [M]. USA： Texas Instruments， 1998.

[6] NXP Semiconductor. 6N136 uses manual [M]. Netherlands： NXP Semiconductor， 2007.

施密特觸發器SN75189A還可以通過濾波配置電容實現對輸入信號的翻轉電平調整，其電容值與電壓脈寬的關系如圖3所示[5]。

參考圖3可以看出，當濾波配置電容約500 pF時，若脈沖寬度為2 μs，脈沖幅度為2.0 V就可造成輸出翻轉，而當脈沖寬度變為500 ns時，脈沖幅度需要5.0 V才可造成輸出發生翻轉。而從圖2中可以看出，受干擾時，光耦輸出信號尖峰低于2 V部分的持續時間約為2 μs，在這種情況下，施密特觸發器就識別成有效的高電平。可見，若干擾尖峰寬度足夠小，施密特觸發器SN75189A就會將其識別為噪聲而將其濾除，而不是識別為有效信號，從而在串口的接收端達到濾去干擾的效果。在干擾一定的情況下，可以通過提高光耦輸出高電平的幅值來減小干擾尖峰，如圖4所示。

從SN75189A的數據手冊中可以看出，信號輸入端對地相當于一個3～7 kΩ的電阻，如圖5所示[5]。從芯片內部電路圖和實施測試情況看，這個電阻值約為5 kΩ。

可見，光耦輸出端負載電阻和SN75189A的輸入電阻對光耦的輸出形成了分壓關系，通過調整光耦輸出端的負載電阻值就可以調節光耦的輸出電平。

從光耦6N136的數據手冊中可以看出，輸出電流Io的平均工作電流為8 mA，根據公式[（5-Vceo）RL≤8 mA]（飽和時Vceo=0），負載電阻RL不能低于[6]625 Ω。在實際測試中，發現當RL低于750 Ω時，光耦的輸出電平最小值達到近1.0 V，光耦已經進入不飽和狀態。而施密特觸發器SN75189A的輸入電壓超過1.0 V就不能可靠識別為低電平，因此，當VCC=5.0 V時，光耦上輸出端的負載電阻RL阻值采用1 kΩ為最佳狀態，能保證輸出電壓最大值約為4.2 V，輸出電壓最小值約為0.5 V，輸出電流Iceo約為5 mA，且距離最小取值750 Ω還有一定余量。

從表1中可以看出，RL取1 kΩ時，光耦輸出高電平已經達到較高的值，若再減小，高電平幅值增大不明顯，但是距離最小值750 Ω的余量已經不多。因此，從理論分析和實際測試的情況看，RL取1 kΩ是較為合理的值。

將RL換為1 kΩ后的干擾波形如圖6所示。從圖6中可以看出，提高輸出高電平的幅值后，干擾就被施密特觸發器濾掉，PCI轉UART橋芯片就不再錯誤接收數據。

4 結 語

本文給出了基于CPCI總線的4～20 mA電流環串口卡基本設計方法，并分析了該電流環串口在某地面測試系統中被干擾的原因。通過電流環接收端電路的改進設計，較好地解決了該系統中繼電器動作引入干擾對電流環串口通信的影響，提高了4～20 mA電流環串口的抗干擾能力。

參考文獻

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[5] Texas Instruments. SN75189A uses manual [M]. USA： Texas Instruments， 1998.

[6] NXP Semiconductor. 6N136 uses manual [M]. Netherlands： NXP Semiconductor， 2007.

施密特觸發器SN75189A還可以通過濾波配置電容實現對輸入信號的翻轉電平調整，其電容值與電壓脈寬的關系如圖3所示[5]。

參考圖3可以看出，當濾波配置電容約500 pF時，若脈沖寬度為2 μs，脈沖幅度為2.0 V就可造成輸出翻轉，而當脈沖寬度變為500 ns時，脈沖幅度需要5.0 V才可造成輸出發生翻轉。而從圖2中可以看出，受干擾時，光耦輸出信號尖峰低于2 V部分的持續時間約為2 μs，在這種情況下，施密特觸發器就識別成有效的高電平。可見，若干擾尖峰寬度足夠小，施密特觸發器SN75189A就會將其識別為噪聲而將其濾除，而不是識別為有效信號，從而在串口的接收端達到濾去干擾的效果。在干擾一定的情況下，可以通過提高光耦輸出高電平的幅值來減小干擾尖峰，如圖4所示。

從SN75189A的數據手冊中可以看出，信號輸入端對地相當于一個3～7 kΩ的電阻，如圖5所示[5]。從芯片內部電路圖和實施測試情況看，這個電阻值約為5 kΩ。

可見，光耦輸出端負載電阻和SN75189A的輸入電阻對光耦的輸出形成了分壓關系，通過調整光耦輸出端的負載電阻值就可以調節光耦的輸出電平。

從光耦6N136的數據手冊中可以看出，輸出電流Io的平均工作電流為8 mA，根據公式[（5-Vceo）RL≤8 mA]（飽和時Vceo=0），負載電阻RL不能低于[6]625 Ω。在實際測試中，發現當RL低于750 Ω時，光耦的輸出電平最小值達到近1.0 V，光耦已經進入不飽和狀態。而施密特觸發器SN75189A的輸入電壓超過1.0 V就不能可靠識別為低電平，因此，當VCC=5.0 V時，光耦上輸出端的負載電阻RL阻值采用1 kΩ為最佳狀態，能保證輸出電壓最大值約為4.2 V，輸出電壓最小值約為0.5 V，輸出電流Iceo約為5 mA，且距離最小取值750 Ω還有一定余量。

從表1中可以看出，RL取1 kΩ時，光耦輸出高電平已經達到較高的值，若再減小，高電平幅值增大不明顯，但是距離最小值750 Ω的余量已經不多。因此，從理論分析和實際測試的情況看，RL取1 kΩ是較為合理的值。

將RL換為1 kΩ后的干擾波形如圖6所示。從圖6中可以看出，提高輸出高電平的幅值后，干擾就被施密特觸發器濾掉，PCI轉UART橋芯片就不再錯誤接收數據。

4 結 語

本文給出了基于CPCI總線的4～20 mA電流環串口卡基本設計方法，并分析了該電流環串口在某地面測試系統中被干擾的原因。通過電流環接收端電路的改進設計，較好地解決了該系統中繼電器動作引入干擾對電流環串口通信的影響，提高了4～20 mA電流環串口的抗干擾能力。

參考文獻

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