光伏逆變器內部電磁干擾抑制電路研究

李雅靜，鄭宏興，劉新月

（天津職業技術師范大學天線與微波技術研究所，天津 300222）

目前，人類所面臨的重大問題是能源短缺和環境污染，加快可再生能源的開發和利用，將會逐步克服這些困難，因此，太陽能的開發和利用受到了人們的重視。近年來，太陽能光電技術快速發展，發電裝置以年平均16%的幅度遞增。其中一個重要的組件就是把光伏電池電壓逆變成標準的正弦單相220 V/50 Hz的交流電壓的裝置，稱為太陽能光伏逆變器。對于中小功率光伏逆變器，由于系統大多數時間處于相對正常的中等載荷狀態，這種工作狀態使自身各部位的電磁干擾問題往往被忽略，設計者更多的是關心輸入端口的傳導騷擾和輸出端口的諧波控制。這就會造成重載下工作不正常甚至出現炸管的現象，這種干擾成為系統的重大隱患。本文通過分析重點部位的電磁干擾問題，實現了多項抑制措施，并在一款3 kW光伏離網逆變器的設計中應用了這種設計方法，實驗表明，該設計可有效增加系統的安全性和可靠性。

1 光伏離網逆變器系統

光伏離網逆變器系統[1]如圖1所示。

圖1 光伏離網逆變系統框圖

圖1中整機設計采用數字控制方式，主要由核心控制器（DSP）、驅動網絡、全橋逆變網絡、采樣網絡和輔助電源網絡組成。采用Microchip公司的dsPIC33芯片實現雙瞬時值算法[2]，完成單極性脈寬調制（PWM）下的全橋電路設計，其中PWM1H、PWM1L控制左臂的上下臂的PWM輸出，PWM2H、PWM2L控制右臂的上下臂的PWM輸出，以上信號再經過驅動電路驅動全橋。整個逆變器系統抑制自身電磁干擾的考慮就貫穿在這幾個部分的設計中。

2 電源系統電磁干擾分析

光伏逆變器內部需要多路電源，隔離型反激式電源是首選[3]。采用多路輸出反激電源控制器LT3748設計了如圖2所示的電源，實現了主、副端隔離。傳統反激式電源變換器往往需要一個單獨的變壓器繞組或光耦反饋輸出電壓的信息，從而實現對輸出電壓的閉環穩壓控制，而用LT3748實現的多路輸出電源無需光耦合器、副端基準電壓和電源變壓器附加第三繞組等3個部分，大大簡化了隔離型反激式電源的設計。

圖2所示的電源系統在電磁干擾處理上采用了如下手段：

（1）數字地和模擬地分開。將模擬部分的+15 V（供功率驅動系統）和數字部分的+15 V、-15 V（供數字采樣系統）、+12 V（供風扇系統）割離，減少了電源網絡的共模干擾。

圖2 多路輸出反激電源電路圖

（2）在電源芯片電壓入口加入有共模電感L1和電容C1組成的低通濾波電路，防止開關干擾帶來的電源輸入端不穩造成的電源系統非正常工作。

（3）在變壓器輸入端加入R1、C3、D1組成的RCD吸收電路，減少因為變壓器漏感借助電源本身的開關控制造成的電源變壓器入口電磁干擾。

另外，對于外信號的引入和系統的信號輸出，也需要有隔離的+5 V電源。系統采用了耀華電源公司的DY05S05-1W，實現數字和模擬電路間的直流隔離。

3 驅動網絡電磁干擾分析

驅動網絡電磁干擾主要發生在數字驅動信號部分和模擬驅動轉換器之間，體現為數字驅動單極性脈寬調制信號的質量下降（在一定位置出現小的振蕩干擾），直接影響了整個系統的穩定性。為抑制共模干擾，需要在驅動網絡[5-6]中也加入隔離。本設計采用IR2214作為全橋驅動器，為減少共模干擾，實現大功率下的有效工作，對驅動單極性脈寬調制信號進行了信號隔離。對于此類數字驅動信號隔離一般有2種方式：光耦隔離和磁耦合隔離。其中光耦的代表芯片有6N137，磁耦合的代表芯片有ADUM2401。磁耦合芯片速度快（支持10 Mbit/s的傳輸速率），功耗低，但其價格昂貴。考慮到價格因素且系統單極性脈寬調制速度為15 kHz，設計中采用了美國AVAGO Technology公司的HCPL-M600高速光耦。

圖3 抑制電磁干擾的驅動電路網絡

圖3 給出了全橋單側臂的驅動原理圖，其中控制器輸出的驅動信號HIN1和LIN1通過光耦U1002和U1003的隔離，并經過反相器U1004的反向輸出給驅動器U1001，U1001輸出上管的開關驅動信號HOP、HON與下管的開關驅動信號LOP、LON，傳遞給后級場效應管組成的全橋電路。

4 采樣網絡電磁干擾分析

光伏逆變器系統的主要采樣信號有6個，名稱和用途如表1所示。

表1 光伏逆變器采樣信號

對于采樣而言，電磁干擾帶來的問題就是采樣信號不準以及引入濾波帶來的采樣點延時問題。本系統通過有限長單位沖激響應數字濾波和單極性脈寬輸出方式的優選，有效地抑制了電磁干擾對系統采樣的影響。

（1）如表1所示，采樣信號均為工頻信號，傳統模擬設計的采樣信號高頻抑制方法是在具體采樣電路中加入低通濾波器濾去信號中疊加的高頻成分，而對于地線上的干擾卻無能為力，而且引入了固定的采樣點延時，算法上一般靠預測和前饋補償去彌補。這里采用數字濾波的方式，充分利用dsPIC單片機的數字信號處理能力，用過采樣的方式實現數字濾波，參考代碼如下：

系統采用A/D中斷實現數據采樣和算法處理，其中A/D中斷由單極性脈寬調制周期時鐘觸發（每秒15 000次）。為提高采樣精度，逆變輸出數據（電壓和電流）未直接采用dsPIC A/D中斷返回數據，而是讀取外設的12位串行A/D的返回值，其他數據仍采用A/D中斷返回數據。如代碼所示，為有效減少干擾，采用2次讀取數據求平均值的方式實現了最簡單的有限長單位沖激響應均值濾波，濾波后的數據提供給算法實現單元。以上措施對抗兆赫茲級的高頻干擾有一定改善效果。

（2）dsPIC的單極性脈寬調制輸出工作方式如圖4（a）所示的邊沿對齊方式和圖4（b）所示的中心對齊方式。由圖4可見，邊沿對齊方式的單極性脈寬調制時鐘周期信號（出發A/D中斷）與輸出的單極性脈寬調制信號的變化沿在時間上重合，這樣采用了這種模式時采樣點就落在了單極性脈寬調制變化沿的附近，而單極性脈寬調制信號的上升或是下降沿（可用軟件設定哪一個與單極性脈寬調制周期同步）帶來的瞬態電磁開關干擾串入地線或直流母線上就會對采樣過程帶來較大影響，降低信號的準確性。所以在系統采樣中優先采用中心對齊模式。

圖4 PWM輸出模式

5 逆變網絡

本設計中的光伏逆變器是功率逆變器，逆變網絡采用全橋設計，實現的等效全橋電路如圖5所示。

圖5 逆變全橋電路示意圖

圖5 中，場效應管Q1和Q3是全橋的2個上臂，場效應管Q2和Q4是全橋的2個下臂。Rg1—Rg4是場效應管Q1—Q4的基極驅動電阻，系統通過驅動網絡的輸出HOP1、LOP1、HOP2、LOP2對4個開關管輪流驅動，達到將母線電壓轉換為正弦波電壓（A、B點電壓）的逆變效果。C1、D1、R1組成場效應管Q1的RCD吸收電路（同理，C2、D2、R2，C3、D3、R3，C4、D4、R4分別組成場效應管Q2、Q3、Q4的吸收電路），主要目的是抑制場效應管開關造成的母線沖擊。

在驅動時序上，采用了如圖6所示的正弦脈寬調制單極性控制方式，相對于雙極性控制方式諧波少、電磁干擾小。

圖6 單極性正弦脈寬調制控制方式時序圖

圖6 中，電磁干擾主要發生在場效應管的開關時刻，尤其需要關注如t1—t4的上管開啟的時刻，因為正弦脈寬調制控制信號打開過程中引入的電磁干擾會造成下管如Q2的柵源電壓Vgs和和漏源電壓Vds變化，有可能造成下管的誤操作。因此，在設計中除各場效應管的RCD吸收電路外還采用了以下措施控制電磁干擾：

（1）在功耗允許的情況下，適當增大各個場效應管的柵極驅動電阻Rg，并且通過并聯一個小電容Cgs適當增大場效應管整體的柵極電容。這樣就人為地延長了上管的開啟時間，從而減少了場效應管的漏源電壓變化率dv/dt和電流變化率di/dt，有效地保護了場效應管，降低了誤操作的幾率。

（2）加大母線濾波電解電容。

（3）優化布局布線。縮短IR2214輸出到場效應管柵極的驅動路徑長度，減少引線電感；使Rg盡量貼近管腳，抑制電感作用；以上措施大大減少了場效應管的柵源電壓Vgs在開啟時的振蕩（振鈴信號），減小了開關損耗，減少場效應管驅動電流回路的環路面積，同時增加母線和地導板的寬度，減少母線的地彈效應。

6 板到板連線的電磁干擾分析設計

系統采用了控制板和功率板分離的設計，控制信號和采樣信號要通過排線從控制板連接到功率板，為了防止各信號間的間隔過小引入差模干擾，在設計中采用了如圖7所示線排組織方式。各控制信號及采樣信號之間采用增加地線的方法。

圖7 信號線排布圖

同時，光伏逆變器系統還要引入如電池溫度等外界信號，在這些信號的采樣反饋上采用了線繞屏蔽磁環的方法，如圖8所示，將信號反饋線在閉合磁芯上盤繞1圈以上，從而達到抑制電磁干擾的效果。

圖8 屏蔽磁環

7 結束語

本文設計的電路系統，可以有效抑制光伏逆變器系統中的共模干擾和差模干擾，增加了系統在重載下工作的安全性。以上設計已在一款離網光伏逆變器上得到應用，收到了良好的效果。

［1］劉鳳君.現代高頻開關電源技術及應用［M］.北京：電子工業出版社，2008.

［2］吳海濤，孫以澤，孟婥.光伏逆變器中反激式輔助開關電源的設計［J］.電源技術，2012，36（6）：842-892.

［3］李雅靜，耿衛東.一種新型太陽能逆變器輔助電源設計［J］.電源技術，2012，37（8）：1422-1424.

［4］魯莉蓉.功率MOSFET高速驅動電路的研究［J］.電力電子技術，2001，35（6）：45-47.

［5］束林.基于交錯并聯Buck變換器新型驅動電路的研究［J］.電力電子技術，2010，44（4）：36-37.