矩陣變換器電流方向換流策略的改進

付光杰 李 航 姜學嶺 牟海維

(1.東北石油大學，黑龍江 大慶 163318；2.國網冀北電力有限公司承德供電公司，河北 承德 067000)

矩陣變換器(MC)是一種近年來倍受關注的比較新型的通用三相交-交變換器，與傳統的交-直-交變換器相比，具有能夠四象限運行、功率密度大、輸入功率因數可調、波形失真度小、結構緊湊、效率高及動態響應快等優點[1～4]。由于矩陣變換器中除了用來消除輸入電流開關紋波的容量較小的濾波器外，沒有中間儲能環節和直流環節，因此在工作過程中必須保證輸入端不短路、輸出端不開路，這就導致控制開關之間的切換具有相當大的難度。因此，安全換流問題成為矩陣變換器發展的難題之一。

1 矩陣變換器的安全環流問題①

典型矩陣變換器的拓撲結構如圖1所示，由9個雙向開關組成三行三列的開關矩陣，來實現矩陣變換器的變換關系[5，6]。

圖1 矩陣變換器的拓撲結構

由圖1可以看出，在矩陣變換器的工作過程中，三相電源的各輸入端之間要避免短路，否則會出現過電流狀態。同時，矩陣變換器輸出端一般都接呈感性的負載，因此三相輸出端任意兩相之間不能出現開路，否則負載會處在斷路狀態，在電路中形成過電壓。在實際應用中，矩陣變換器通過對電路中的9個雙向開關中各元件的開通和關斷控制，使之組成不同的開關組合，實現對輸入電壓的斬波，從而達到輸出所需電壓的目的。理想狀態下，開關元件的開通和關斷時間都忽略不計，都是瞬間完成的，開關狀態如圖2a所示。但在實際使用中，開關元件的開通和關斷過程是有一定時間的。因此在兩個開關切換的過程中會出現時間差，如圖2b、c所示。如果兩個開關的切換過程中出現如圖1b所示的開關S1已經完全關斷，開關S2還暫未開通的情況，就會出現在同一時間內兩個開關都處于關斷的狀態，輸出端就處在斷路狀態，產生過電壓。如果在兩個開關切換的過程中發生如圖2c所示的S1尚未完全關斷時S2就已經開通的情況，就會出現在同一時間內切換的兩個開關都處于開通的狀態，必然造成輸入電源端突然短路的現象，產生過電流。

圖2 兩個開關元件切換波形

由以上分析可知，開關元件在開/關過程中都存在一定的時間延遲。為了避免出現換流時電源端短路和(感性)負載端開路而對電源和矩陣變換器安全產生威脅的情況，對開關元件的安全換流進行合理控制就成為矩陣變換器安全換流的重點。

矩陣變換器的關鍵環節是雙向開關，現有的雙向開關都是由單向開關組合而成的，迄今為止還沒有商品化的雙向開關。目前較為成熟的雙向開關多由絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)和快速恢復二極管組合而成。圖3給出了基于共集電極反向串聯原理的雙向開關。由于每個開關的特性不可能完全相同，因此無法實現一組開關打開時，另一組開關同時閉合的理想情況，這樣就可能造成換流相之間的短路或開路，從而嚴重損壞電機和主電路。因此雙向開關的安全換流成為矩陣變換器應用中需解決的難題之一。

圖3 共集電極反向串聯雙向開關原理

2 四步換流策略及其改進

2.1 四步換流策略

學者們為了解決矩陣變換器的安全換流提出了很多種換流策略，其中半軟化四步換流策略和半自然兩步換流策略應用較為廣泛。半軟化四步換流策略(簡稱四步換流)是根據不同的負載電流方向，分四步對兩個雙向開關的開通和關斷進行控制，能夠有效避免輸入電源端短路和輸出負載端開路。現以兩相-單相矩陣變換器中所使用的雙向開關為例，介紹四步換流的工作原理。

兩個雙向開關之間的換流如圖4所示。雙向開關S1和S2分別由兩個單相開關S1n和S1p、S2n和S2p組成。通過上面的討論可知，要使矩陣變換器實現安全換流必須滿足兩個條件：首先換流過程中輸入端不能短路，即S1p和S2n不能同時導通，S1n和S2p也不能同時導通；其次換流過程中輸出端不能斷路，即在換流過程中，4個單向開關S1p和S2n、S1n和S2p至少有一個處于導通狀態。

圖4 兩個雙向開關之間的換流示意圖

現假設換流前系統處在雙向開關S1導通的時刻，此時電流經電源V1和雙向開關S1流向負載端，設此時負載電流方向為正向，即iL>0。根據需要切換至另一個雙向開關S2導通的狀態，按照四步換流工作原理的實現步驟如下：

a. 先斷開S1的反向開關S1n。此時由于S1的正向開關S1p仍然導通，S2仍處于關斷狀態，因而輸入端既不會短路，輸出端也不會有斷路情況發生。

b. 開通S2的正向開關S2p。此時雖然S2p處于開通狀態，但由于IGBT有單向導電的特性，因而電流不會通過S2p流向V2電源端，這就有效避免了輸入電源端短路情況的出現。

c. 將S1的正向開關S1p關斷。此時由于S1p由導通轉為關斷狀態，強制將電流轉到經S2p由電源V2供給負載。在這段時間里，電路中的S1p和S2n、S1n和S2p中只有S2p一個處于開通狀態，因此輸入電源端不會出現短路，輸出端電源端不會出現開路的情況，實現了安全換流。

d. 將S2中的反向開關S2n開通。

至此，四步換流過程全部結束，原本流經開關S1所在回路的電流被成功切換到另一雙向開關S2的回路中。上述換流過程中的步驟b，即S2p開通后，如果電源V1的電壓小于V2的電壓，則S1n中的二極管兩端因承受反向電壓而處于截止狀態，S1中的電流將會轉為經雙向開關S2流向負載。可見在兩個雙向開關換流過程中的步驟c實現零電流關斷的幾率有50%，元件有一半的機會實現軟換流。

iL<0時的換流情況除開關次序與iL>0時有所不同外，其他過程均類似。具體的開關狀態如圖5所示。

a. iL>0 b. iL<0

由以上分析可以看出，四步換流過程中的步驟b或c為真正的換流時刻，具體發生在哪一步取決于進行換流的兩相負載電流的方向和輸入電壓值。由于將要開通的器件對將要關斷的器件施以反壓時實現零電流開關的幾率為50%，故稱之為半軟化四步換流。

2.2 四步換流策略的改進

2.2.1檢測電流方向方法的改進

目前在矩陣變換器中檢測負載電流方向主要采用的是霍爾電流檢測法，但在實際應用中，霍爾電流檢測法對小電流的檢測不是很靈敏。當對負載中的小電流進行檢測時，由于靈敏程度的限制致使電路對電流方向的判斷經常出現誤差，從而導致換流失敗。為此，筆者提出檢測矩陣變換器負載電流方向的新方法，即檢測工作中的矩陣變換器雙向開關的管壓降，根據其不同的數值來判斷負載電流的方向。

矩陣變換器的換流是通過雙向開關正/負管的開通和關斷來實現的。當圖6所示的雙向開關中流過從左向右的電流時，開關管S1中的IGBT導通，二極管承受反向壓降截止，此時S1兩端的電壓V1約為2V(IGBT通態壓降)，開關管S2中的二極管導通，IGBT截止，S2兩端的電壓V2約為1V(二極管通態壓降)；對應于電流從右到左的情況，V1與V2的電壓降分別為-1V和-2V。由此可見，在電流方向不同時，雙向開關中各電力電子器件的導通和關斷情況決定了雙向開關的壓降是不同的，通過硬件比較電路可以對雙向開關的電壓信號進行識別，給出相應的輸出信號，經DSP處理后即可對負載電流的方向做出準確判斷。通過對負載電流方向的準確判斷就能夠確定所需的換流邏輯，結合DSP和CPLD即可給出相應的換流時序觸發脈沖，實現安全換流。

圖6 雙向開關結構示意圖

2.2.2換流時間的改進

結合前面的分析可知，四步換流過程中的第二步或第三步是真正的換流發生時刻，換流時刻具體發生在哪一步由進行換流的兩相輸入電壓值和負載電流的方向決定。因此，真正的換流時刻與預想的相比有tc或2tc的延遲。由于換流時間的延遲，會在一定程度上導致輸出電壓波形的畸變，使系統性能惡化。因此，采用最小的換流時間和讓換流發生在期望的時刻，在波形質量的改善和系統性能的提升中都有著非常重要的意義。

IGBT同樣有開通和關斷時間，并且電流越大其開通和關斷的時間越長。由于IGBT的開通時間比關斷時間要少得多[7]，那么就可以將換流時第一步和第二步之間的時間間隔縮短到零。表1給出了電流對IGBT開通和關斷速度的影響，當通過IGBT的電流在1～10A之間時，延遲時間相差不大；超過10A時，延遲時間有比較明顯的增加。因此將換流時間tc設置為2 500ns，以保證IGBT有足夠的時間進行換流。

表1 電流對IGBT開通、關斷時間的影響

以換流時刻的負載電流方向和輸入電壓值為依據，可以對真正發生換流的時刻是在第二步還是第三步做出判斷。如果第二步是真正發生換流的時刻，那么在第二步和第三步的間隔時間tc能夠保證換流完成的情況下，第三步和第四步之間的時間間隔可縮短到零。如果在第三步發生真正的換流，在第二步里被關斷的開關中流過的電流將為零，那么這兩步之間的時間間隔可縮短為零，第三步和第四步間之間的時間間隔tc將足夠保證換流的完成。

采用以上處理方法，就能夠將四步換流過程中總的換流時間由3tc縮短到tc，并在真正的換流時刻給出正確的時間間隔，可以消除傳統四步換流過程中因換流時間的延時所引起的波形畸變，對系統的性能有顯著改善。

3 實驗

根據矩陣變換器的特點，CPLD選用型號為EPM7128SLC84-7，DSP選用型號TMS320LF2407，共同組成系統的控制單元，圖7是所采用控制系統的原理框圖。控制系統是矩陣變換器的核心，其工作原理為：通過電壓比較器來測得雙向開關中電壓變化的情況。電壓比較器同相輸入端對管壓降進行取樣，反向輸入端給電壓1.5V。當電壓比較器輸出為高電平時，表示同相輸入端電壓高于反相輸入端，即S1的壓降為2V，電流方向為正向；反之則為電流反向。將電壓比較器的比較結果輸入至DSP，DSP對信號進行識別，判斷出電流方向，由DSP對電路情況進行實時分析，判斷出真正的換流時刻，將換流時序以脈沖形式輸出到CPLD，用VHDL語言編寫四步換流程序下載到CPLD，CPLD綜合DSP輸出的PWM信號和電流方向檢測信號，執行四步換流方式。實驗中，CPLD給出的四步換流時序完全正確，保證了矩陣變換器換流時間換流的順利進行。

圖7 矩陣變換器控制系統框圖

通過實驗，得到如圖8所示的輸出電壓和輸出電流波形。由實驗波形可見，輸入電壓的包絡線斬波合成了輸出電壓的瞬時值；由于負載中有電感，起到了濾波的作用，因此輸出電流呈正弦波形，輸出電壓和電流的低次諧波含量小。采用筆者提出的改進四步換流策略對器件在開通和關斷過程中的特性進行了充分的利用，顯著減小了換流所需時間，對因開關延時而造成的波形畸變起到了顯著的改善作用，提高了輸出電壓和電流的質量。

a. 低頻段輸出電壓

b. 低頻段輸出電流

c. 高頻段輸出電壓

d. 高頻段輸出電流

4 結束語

在傳統四步換流策略的基礎上，提出矩陣變換器中檢測負載電流方向的新方法，通過此方法準確地檢測出了負載電流的方向，避免了傳統檢測方式中對小電流檢測不靈敏的缺點。根據安全換流的需要對換流策略進行改進，根據不同電流值時IGBT的開關時間，提出一種新的變步長四步換流策略，縮短了換流時間，改善了輸出波形質量；設計DSP和CPLD相結合的實驗系統并進行了實驗分析與驗證，實驗結果證實新的電流方向檢測方法的正確性和變步長四步換流策略的可

行性。為矩陣變換器快速換流的應用奠定了一定的基礎。