雙PWM變頻器能量回饋單元的研究

柏塔·居尼斯汗 巴力登

(新疆大學電氣工程學院,烏魯木齊 830047)

變頻器在當今的工業中應用越來越廣泛，但普通變頻器的缺點也逐漸暴露了出來。普通變頻器采用電阻制動的方法將電動機產生的再生能量消耗在電阻上，這樣能量被浪費，同時制動電阻產生的大量熱量也形成了安全隱患，所以可靠的能源回饋制動單元將發揮重要的作用。雙PWM變頻器具有較好的能量回饋功能，相對于普通變頻器功率因數得到了提高，減少了諧波對電網的污染，使能量可以在電網與系統之間雙向流動。

1 雙PWM系統的工作原理①

當電動機處于拖動運行狀態時，電網的能量經過變頻器，變頻器的整流部分在PWM控制方式下工作在整流狀態，逆變部分工作在逆變狀態，最終向交流電機輸出頻率與幅值可調的正弦電壓信號[1]，實現系統的變頻調速。

當電動機處于減速運行狀態時，產生的再生能量經過變頻器的逆變部分再經過整流部分，最終回饋到電網。逆變部分工作在整流狀態，整流部分在PWM控制方式下工作在有源逆變狀態。回饋到電網的電流為與電網相電壓相位相反的正弦波，系統的功率因數約等于1，相對于普通變頻器功率因數得到了提高[2]，減少了諧波對電網的污染，使能量可以在電網與系統之間雙向流動。

2 能量回饋單元的分析研究

雙PWM整流器是由PWM整流部分和PWM逆變部分組成的，其中能夠實現能量雙向流動的關鍵在于其PWM整流部分[3]，也就是說能量回饋單元，具體就是指PWM整流單元。

PWM整流部分的拓撲結構如圖1所示，主電路由交流回路、功率器件、直流回路組成，起到最關鍵的能量回饋的部分功率器件由6個IGBT(V1～V6)和6個二極管(VD1～VD6)組成，交流回路包括網側電感L和交流電源e，其中L的主要作用是消除電網側電流諧波直流回路，主要由直流電容C和負載電阻R組成。

圖1 PWM整流部分的拓撲結構

2.1 能量回饋單元的控制技術

使PWM載波頻率不變，調制波選為電流偏差信號，就是一般所指的固定開關頻率PWM電流控制方法[4]。在兩相旋轉坐標系下固定開關頻率PWM電流控制方法可以對無功電流和有功電流分別進行控制，所以對它們的解耦控制也更加容易實現，同時也提高了控制系統的穩定性。

圖1中整流部分在三相靜止坐標系下的數學模型為：

(1)

整流部分的空間電壓矢量描述了其交流側相電壓(uao、ubo、uco)在復平面上的空間分布，由式(1)易得：

(2)

2.2 能量回饋單元的控制設計

電流內環基于雙相旋轉坐標系設計，由以上坐標變換后的數學模型可以看出，d軸和q軸之間的變量互相耦合，因此需要采用前饋解耦的方法設計控制器，選用PI調節器，其控制方程如下：

(3)

(4)

其中Kip、Kif為電流環比例調節增益和積分調節增益；id*、iq*為id、iq電流的指令值。式(4)說明前饋控制算法使電流內環id、iq實現了解耦控制[5]。圖2體現了公式(4)中電流環和電壓環的共同作用。

圖2 電流內環控制結構

3 能量回饋單元的硬件和軟件設計

雙PWM變頻調速系統能量回饋單元的設計如圖3所示。系統需要同步信號、輸入電流信號和輸出電壓信號，DSP檢測到這些信號進行緊密的運算，再輸出12路PWM控制信號，其中6路控制整流器，其余的控制逆變器，從而實現變頻調速。

圖3 PWM整流器軟件設計框圖

控制策略為SVPWM技術。根據需要選擇的控制芯片是DSP IMS320F2407，在DSP內可以實現坐標變換、數模轉換、產生SVPWM波形及數字PI調節等工作，也就是可以內部實現雙閉環控制，即電流環和電壓環。同時DSP可以使系統整體體積縮小，在較少成本的同時可以實現實時控制。實現軟件產生波形需要設置電壓矢量Vout所在的扇區和各矢量的作用時間[6]。

能量回饋部分采用的是PM600CLA060型IPM智能模塊，其額定電流600A，耐壓值為600V，滿足設計要求。

3.1 電流采樣電路

霍爾電流傳感器滿足檢測電流所需要的速度快和精度高的要求。首先選擇霍爾電流傳感器DT50-P，其原邊電路即PWM整流部分的交流側與電流傳感器的輸出端是電隔離的。交流側的電流要經過霍爾傳感器，然后經采樣電阻轉變為-5～0V的電壓信號。DSP要求輸入的信號電壓為0.0～3.3V，而霍爾傳感器以-100～+100mA的交流電流作為輸出信號，為了滿足DSP的輸入要求，設計了如圖4所示的電流調節電路。

圖4 電流調節電路

3.2 電壓采樣電路

直流電壓的檢測采用的是LEM公司的LV100電壓傳感器，LV100為采用霍爾效應的閉環電壓傳感器，原邊與副邊有較好的電隔離，測量的電壓范圍在100～2 500V之間，原邊的額定電流有效值為10mA。檢測量經過電阻轉換成電壓量。

和3.1節提到的霍爾電流傳感器采樣電路一樣，電壓采樣電路也需要采樣電阻，這里取原邊與副邊的變比為1∶5，霍爾電壓傳感器原邊的額定電流有效值為10mA，所以副邊的額定電流有效值為50mA，采樣電阻為80kΩ，則副邊采樣電阻為150Ω，原邊電壓為800V時，副邊電壓為7.5V。采樣得到的電壓需要經過調節電路之后，再傳入DSP的A/D單元。電壓采樣調節電路如圖5所示。

圖5 電壓采樣的調節電路

3.3 同步信號采樣電路

在DSP控制過程中，需要參考同步信號，所以電網電壓的同步信號顯得尤為重要[7]。在考慮系統設計要求不高的前提下，筆者采用過零檢測來實現同步信號的功能，其采樣電路設計如圖6所示。

圖6 同步信號采樣電路

4 仿真結果

基于MATLAB/Simpower Systems進行仿真，PWM整流器交流側的交流電源線電壓為600V、60Hz，短路電容為30MVA；直流側負載為200kW，直流電壓為500V，仿真算法為ode23tb，為了觀察方便仿真時間設為0.2s。

圖7所示為交流電壓和交流電流波形，PWM整流器在運行時所輸入的電流波形近似為正弦波，其電流與電網電壓同相位，實現了功率因數為1的控制效果。圖8所示為調制度、d軸電流和q軸電流波形，圖9所示為PWM整流器交流測電壓波形，圖10所示為PWM整流器直流測電壓波形，圖11所示為再生制動時的輸入電壓電流波形。

圖7 交流電壓和電流波形

圖8 調制度、d軸電流和q軸電流波形

圖9 PWM整流器交流測電壓波形

圖10 PWM整流器直流測電壓波形

圖11 再生制動時的輸入電壓、電流波形

從仿真結果可以看出，PWM整流器在運行時，交流側的電流和電網電壓同相位，功率因數幾乎為1。輸出響應也很快，由圖10可以看出，其響應時間小于0.01s。PWM整流部分在將再生能量回饋回電網時，其電壓和電流波形是相位相反的正弦波，較好地實現了高功率因數的逆變運行。

5 結束語

當變頻器的整流部分在PWM控制方式下工作在整流狀態，逆變部分工作在逆變狀態，則最終向交流電機輸出頻率與幅值可調的正弦電壓信號，實現系統的變頻調速。這一過程中能量由電網流向負載。當逆變部分工作在整流狀態，整流部分在PWM控制方式下工作在有源逆變狀態下，能量最終回饋到電網，也就是電網回收了再生能量。這樣也就實現了能量在電網與負載之間的雙向流動。筆者采用雙PWM控制系統彌補通用變頻器，基本上解決了變頻器整流側對電網的污染問題，同時實現了電機有關精確制動、四象限運行及快速正/反轉等實際需求。