高精度CMOS帶隙基準電壓源電路設計

劉鴻雁

（92941部隊92分隊 遼寧 葫蘆島 125001）

隨著微電子技術的飛速發展，集成電路穩壓器在軍事、商業和民用等各個領域都得到了廣泛的應用，對其性能要求也愈來愈高，特別是在溫度穩定性、精度、功耗等方面的技術指標不斷提升。而在集成穩壓器的設計中，基準電壓源電路是其中的核心部分之一，其精度和穩定性直接決定了整個電路系統的精度，因此設計出具有高電源抑制比（PSRR）、低溫度漂移的高性能基準電壓源是系統設計的關鍵問題之一[1-2]。

文中根據集成穩壓器的功能要求以及結構特點，結合工程實際，采用高精度低溫度系數的帶隙基準電壓源結構，以實現其對電源電壓、溫度、工藝等不敏感，從而給系統提供穩定、高精度的基準電壓，并為系統其它電路模塊提供偏置電流。經仿真實驗結果表明，設計的電路滿足指標要求，顯著提高了集成穩壓器的精度。

1 電路設計

1.1 結構原理分析

電壓源電路采用帶隙基準結構。帶隙基準的工作原理是根據硅材料的帶隙電壓與電壓和溫度無關的特性，利用在室溫下為負溫度系數的PN結產生電壓VBE。同時也產生一個與絕對溫度成正比的熱電壓VT（=kT/q，k是玻爾茲曼常數，q是電荷量，T為絕對溫度）[3]。若基準電壓VREF=VBE+KVT，通過適當選擇放大倍數K，可以使兩個電壓的溫度漂移相互抵消，經過原理推導[4]，可以得到零溫度系數的基準電壓。

根據以上原理，設計的帶隙基準等效架構如圖1所示，R1、R2、R3、Q1和 Q2構成帶隙電壓產生器，運算放大器 AMP 和M1、電流源I0、IR構成電流反饋網絡，保證A、B兩點電位相等。由運算放大器的性質得：

式（1）中，IS為二極管的反相飽和電流，與半導體的材料、摻雜濃度及工作溫度有關，AE1、AE2是Q1、Q2的發射區面積，其比值為N:1。由于I2R2=I1R1，則

由式（5）可知，基準電壓只與PN結的正向壓降、電阻的比值以及Q1和Q2的發射區面積比有關，因此在實際的工藝制作中會有很高的精度。當基準建立之后其電壓與輸入電壓無關。第一項VEB1具有負的溫度系數，室溫時約為-2 mV/℃，第二項VT具有正的溫度系數，室溫時約為+0.087 mV/℃，通過設定合適的工作點，便可使兩項之和在某一溫度下達到零溫度系數，從而得到具有較好溫度特性的電壓基準，與前述理論推導相符。

圖1 帶隙基準等效架構圖Fig.1 Block representation of bandgap

必須要說明的是，以上推導出的與溫度無關的電壓VREF是依賴于雙極型器件的指數特性的，無論對于正的或負的溫度系數的量都是如此，因此在選擇雙極型器件的結構和版圖設計時必須加以注意。

1.2 實際電路設計

實際線路如圖2所示。

1.2.1 偏置電路和基準啟動原理

帶 隙 基 準 的 偏 置 電 路 由 M1、M2、M4、M5、M6、M7、M8、M9、M10、M11、M12和 M13組成，采用了共源共柵電流鏡結構。由于這種結構具有較高的輸出阻抗，而高輸出阻抗電流源又具有良好的“屏蔽特性”，即輸入電壓產生較大的電壓變化，相應的輸出電壓變化很小[5]，因而對電源端的噪聲干擾信號有較強的抑制能力，因此可以顯著改善基準源的電源抑制比（PSRR）。

當EN輸入端電壓 VEN≥0.9 V時，XEN輸入端為低電平，M14導通，使 E 點電位為高電平（VCC），使 M1、M4、M8、M11截止；M20導通，使AMP的輸出OUT點電位為零電位，使M7、M10截止，從而使 D 點電位為高電位，使 M2、M5、M6、M9和 M12截止。此時偏置電路處于關斷狀態，同時EN的高電平使M3、M15、M20導通，使溫度補償電路、運算放大器關斷，從而使整個基準源模塊處于關斷狀態。

當EN引腳輸入電壓VEN≤0.4 V時，XEN為高電平。該電路利用電容C1進行軟啟動，在芯片上電瞬間，由上電啟動模塊輸出的信號線START端送來一預置脈沖電壓，對電容C1充電，同時使 M7、M10導通，則 M6、M1、M2、M8、M9導通，偏置電路開始工作，VREF端產生輸出電壓，實現基準源模塊的啟動。此時電容C1作為頻率補償電容[6]。所以經過一段時間（30 μs左右），這個閉合回路將達到穩定，基準建立起來，最終值為1.22 V。以下對基準源模塊所作分析均基于基準源模塊的正常工作狀態。

圖2 帶隙基準電路Fig.2 Bandgap circuit

1.2.2 溫度補償和PTAT電流源的產生原理

如圖 2 所示，R1、R2、R3、Q1和 Q2構成帶隙基準電壓電路，電阻R3對應圖1中的電阻R1，R1對應圖 1中的R2，電阻R2對應圖1中的R3，Q1和Q2分別對應基準等效架構圖中的Q2和 Q1。 由式（5），得：

在獲得精確帶隙電壓基準的同時，還可獲得提供給其他模塊電路的與絕對溫度成比例的PTAT（Proportional to Absolute Temperature）電流[8]。 由式（4）可得，

從上式可以看出，電流I0與電源電壓無關，而只與絕對溫度成比例，即PTAT電流。由于成電流鏡關系的M12和M2的寬長比相同，個數比為1∶6，因此可以得到輸出的供給其他模塊的電流為I0六分之一的PTAT電流。

1.2.3 負反饋原理分析

差分運放AMP的作用是對基準電壓的變化量反饋并放大，通過反饋回路的作用使基準源電壓穩定。M16和M18構成源耦合對管，M17和M19組成鏡像電流源，既作為差分放大器的有源負載，又實現雙端輸入到單端輸出的轉換。

如圖1所示，反饋電路的作用是將差分放大器輸出的基準源誤差信號送回到溫度補償電路中，反相調節基準源電壓，使其穩定。主要由M7、M6構成第一路反饋，控制D點電位；M10、M9、M8構成第二路反饋，控制E點電位。從而形成雙反饋結構，加快了反饋的速度，使參考電壓更加穩定。

當VREF上升時，導致B點電位上升，通過差分放大器的放大作用，使VSTART降低，一方面，使得M10導通性變差，D點電位提高，M2和M5導通性變差；另一方面，使得M10導通性變差，E點電位提高，M1和M4導通性變差；在M1和M2的共同作用下，使M2漏極輸出電流迅速減小，使VREF迅速下降而得以穩定，其反饋過程如下（↑表示增加，↓表示減小，→表示變化過程）：

1.2.4 關鍵元件的參數設計

通過選取適當的元器件參數，調節出合適的工作點，實現25℃時零溫度系數的1.22 V帶隙電壓基準，同時要求很低的靜態電流。

由式（5）可知，當工藝確定以后，在微電流的工作狀態下，VEB及其溫度系數可以確定；為了使Q2和Q1在版圖布局設計時，具有更好的對稱性，通常 N選取 4、6、8、10，這里選N=8。

為滿足零溫度系數，對式（5）兩邊求導，考慮VEB和VT的溫度系數近似得

代入式（4）得

為了使I0較小，而且為了減少版圖面積而使（R1+R2）較小，則需要仔細設計電阻值。實際設計中若取N=8，R2=2.5R1，則根據（8）式可得

設計時需要根據靜態電流的要求確定電阻值。當VEB1=0.6 V，T=25℃時，可以計算出帶隙基準電壓值：

本系統需要1.22 V的基準電壓，則可以通過微調元器件參數獲得。

根據MOS管的寬長比特點，偏置電路之間的電流關系設計為：

因此電路中的靜態電流IQREF大小為

1．2．5 基準的精度調節

為了使電壓基準的精度更高，在設計時需要對基準的精度進行調節。本設計中采用的精度調節方法是用調節電阻，如圖3所示。在電阻R1和R2中加調節腳，其中從R1分出來的電阻RA負責將基準電壓調大，而從R2分出來的電阻RB1、RB2、RB3負責將基準電壓調小。設計時需要把握的是：根據基準的精度要求和工藝情況，確定對基準調節的最大范圍和最小步長（受調節腳的數目限制）。版圖完成階段各個調節腳是用反向的二極管連接的，芯片制造完成后根據實際情況對這些二極管用大電流進行擊穿，以達到調節的目的。

圖3 基準電路電阻調節方法Fig.3 Trimming method of bandgap

1．2．6 版圖設計

設計的帶隙基準版圖如圖4所示。在版圖布局方面，面積比為8：1（Q1和Q2）的9個襯底PNP管以九宮格布局法形成[9]。對于PMOS輸入對和電流鏡則采用將相同的管子進行并聯組成大管子的方法來提高精度。這些管子采用單位匹配和同質心的布局方法，可以降低運放的漂移電壓，使得電流不匹配程度降至最低，提高工作精度。

2 仿真驗證結果

圖4 帶隙基準版圖設計Fig.4 Layout of proposed bandgap

對設計電路進行了性能指標的仿真驗證。仿真軟件采用Hspice，仿真模型基于Hynix 0.5 μm CMOS工藝，仿真條件為25℃下全典型模型。

基準電壓在典型模型下的特性仿真驗證結果如圖5所示，與計算結果基本一致。從中可以看出，在25℃時，溫度系數幾乎為零，基準電壓隨電源電壓變化小于0.1 mV；在全部溫度變化范圍內（-40～125℃）基準電壓變化最大4.8 mV，因此具有很好的溫度特性。

圖5 基準電壓的電源和溫度特性曲線Fig.5 Power supply and temperature characteristics

3 結束語

文中設計了一種應用于集成穩壓器的高精度帶隙基準電壓源電路。采用共源共柵電流鏡結構以及精度調節技術，有效保證了電壓基準的溫度穩定性和輸出電壓精度。經Hynix 0.5 μm CMOS工藝仿真表明，在25℃常溫時，基準電壓隨電源電壓變化小于0.1 mV；在-40～125℃溫度變化范圍內，基準電壓變化最大4.8 mV，滿足設計指標要求。該電路已成功應用于某型線性集成穩壓器芯片的設計中，并在Hynix投片。

[1]來新泉，郝琦，袁冰，等.一種二階曲率補償的高精度帶隙基準電壓源[J].西安電子科技大學學報：自然科學版，2010（10）：910-915.

LAI Xin-quan，HAO Qi，YUAN Bing，et al.High Precision bandgap reference with 2nd order curvature compensation[J].Journal of XIDIAN University，2010（10）：910-915.

[2]汪謙，肖曼，項川.電壓源型多電平換流器高壓直流輸電綜述[J].陜西電力，2013（1）：68-72，90.

WANG Qian，XIAO Man，XIANG Chuan.Application of voltage source type multilevel converter in HVDC[J].Shaanxi Electric Power，2013（1）：68-72，90.

[3]Gray P R，Hurst P J，Meyer R G.Analysis and Design of Analog Integrated Circuits[M].Fourth Edition，New York：John wiley&Sons， Inc，2001.

[4]Allen P E，Holberg D R.CMOS Analog Circuit Design[M].Beijing:Publishing House of Electronics Industry，2002.

[5]Razavi B.Design of Analog CMOS Integrated Circuits[M].Boston， MA：McGraw-Hill Inc.，2001.

[6]Basso C，Fourtet C，Kadanka P.Get Your Best From Your LDO Designs[Z].Motorola Semiconductor Inc，1998.

[7]周祥才，楊錚.NTC熱敏電阻線性化溫度補償電路設計與研究[J].工業儀表與自動化裝置，2012（1）：102-103，107.

ZHOU Xiang-cai，YANG Zheng.The design and research of NTC thermistor linearization and temperature compensation circuit[J].Industrial Instrumentation&Automation，2012（1）：102-103，107.

[8]Najafizadeh L，Filanovsky I M.A Simple Voltage Refrence using transistor with ZTC point and PTAT current source[C]//Proc.Int.Symposium on Circuits and Systems（ISCAS’04），2004：909-911.

[9]朱正涌.半導體集成電路[M].北京：清華大學出版社，2001.