反激式變換器拓撲的LED電源設計

陳 洋，段哲民，郭 龍

（西北工業大學 電子信息學院，陜西 西安 710129）

當前全球能源短缺的憂慮再度升高的背景下，節約能源是我們未來面臨的重要的問題，在照明領域，LED發光產品的應用正吸引著世人的目光，LED作為一種新型的綠色光源產品，具有體積小、節能、壽命長、高亮度環保等特點[1]，所以必然是未來發展的趨勢，二十一世紀將進入以LED為代表的新型照明光源時代。

目前LED驅動電路主要有線性穩壓源、開關穩壓源、開關恒流源等。本文設計的LED電源是由反激式變換器拓撲而成的開關電源。

1 單端反激式變換器

所謂單端反激式（Flyback）變換器其實就是“基于變壓器的非隔離buck-boost變換器”，它使用耦合電感（也就是變壓器）來代替常用的單電感的buck-boost電路，這個耦合電感不但能像所有電感一樣儲存電磁能量，而且能像變壓器一樣提供電網隔離，其“匝比”決定了變壓器的恒比降壓轉換功能。下面對反激式變換器工作原理進行簡單的介紹。

Flyback（單端反激）變換器原理圖如圖1所示。在工作過程中，變壓器起了儲能電感的作用，實際上是耦合電感，用普通導磁材料作鐵芯時，鐵芯必須留有氣隙，保證在最大負載電流時鐵芯不會飽和。Flyback（單端反激）變換器由于電路簡單，所用器件少，適于多路輸出場合應用。

圖1 Flyback（單端反激）變換器原理圖Fig.1 Flyback （single-ended flyback） converter schematics

Flyback（單端反激）變換器有連續導通模式（CCM）和斷續導通模式（DCM）兩種工作方式。Flyback變換器是耦合電感，對原邊繞組的自感來講，它的電流不可能連續，因為功率晶體管斷開后電流必然為零，這時必然在次級繞組的自感中引起電流，故對Flyback變換器來講，電流連續是指變壓器兩個繞組的合成安匝在一個開關周期中不為零，與此相反即為電流斷續。

當晶體管Q導通時，輸入電壓加到變壓器的初級繞組兩端，由于變壓器對應的極性，次級繞組下正上負，二極管截止，次級繞組中沒有電流流過，負載電流由濾波電容提供。此時只有變壓器原邊繞組工作，變壓器相當于一個電感。

當晶體管Q截止時，原邊繞組開路，次級繞組的電壓極性上正下負，二極管D導通，導通期間儲存在變壓器中的能量通過二極管向負載釋放，同時向電容充電。此時變壓器只有副邊繞組工作。

單端反激式變換器就是通過控制晶體管的導通的時間來維持負載上的穩定電壓的。

2 電路設計

設計LED電源的主要指標有：1）輸入電壓為85～265 V；2）輸出電壓為12 V（誤差不超過5%），輸出電流為 350 mA（誤差不超過5%）；3）電源效率為84%左右。根據要求設計出的電路圖如圖2所示。

2.1 主電路設計

此電源主電路為反激式變換器。

在輸入端串聯的電阻 RF1是限流電阻。 由 C1，C2，L1，L2組成的EMI濾波器連接于橋式整流電路之后，用于濾除電網干擾，并且抑制設備對電網的干擾[2]。C5連接在高壓和地之間，用于濾除高頻變壓器和電容產生的共模干擾，在國際標準中被稱為“Y電容”。C1和C5都被稱為安全電容，但是C1用于濾除電網中的串模干擾，在國際標準中被稱為“X電容”[3]。

VR1與D5組成鉗位電路。在MOSFET導通時，初級線圈電壓上正下負，使得D5截止，此時鉗位電路不起作用，而在MOSFET有導通到截止的時刻，由高頻變壓器的漏感產生的尖峰電壓會疊加在直流高壓和感應電壓上，疊加的電壓很容易損壞MOSFET，此時鉗位電路就可以抑制此尖峰電壓，保護開關管。

2.2 輸出電路設計

此電路在整流二極管D7兩端并聯R4和C6以濾除電磁干擾，后面又使用L3和C8、C9組成的π型濾波電路進一步平緩輸出電壓。

2.3 反饋控制電路設計

反饋控制電路由光耦LTV817、TL431、控制芯片TOP252PN，以及若干電容和電阻構成。

其中U3是TI公司生產的可調試精密并聯穩壓器TL431，它通過調節電阻R7與的R8阻值來調節輸出電壓的穩壓值。C10是TL431的頻率補償電容，可以用來提高TL431的瞬態頻率響應。

U2是線性光耦合器LTV817，其電流傳輸比范圍為80%～160%，能夠較好的滿足反饋回路的設計要求。反饋線圈上產生的電壓經D6、C7整流濾波，得到非隔離式+12 V電壓，為LTV817供電。LTV817是通過將輸出端電流送至TOP252PN的控制端來調節占空比的[4]。

C4為控制端為控制端旁路電容，他能對控制回路進行補償并設定自動重啟頻率。當C4=47 μF時，自動重啟頻率為1.2 Hz，即每隔0.83 s檢測一次調節失控故障是否已經被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作。

R5為LTV817中LED的外部限流電阻。實際上除了限流保護作用外，他對控制回路的增益也具有重要影響。

反饋控制電路的工作原理如下：

當輸出電壓VO發生波動且變化量為ΔVO時，通過取樣電阻R7和R8分壓后，就使T L431的輸出電壓VK也產生相應的變化，進而使LTV817中LED的工作電流IF改變，最后通過控制端流IC的變化兩來調節占空比D，使VO產生相反的變化，從而抵消ΔUO的波動。上述穩壓過程可歸納為:VO↑→VK↓→IF↑→IC↑→D↓→VO↓→ 最終使VO不變。

2.4 變壓器設計

高頻變壓器的設計整個電源設計的關鍵，不論電感、匝數、線徑、氣隙等參數哪一個有了微弱的變化，都會引起變壓器性能的大幅度改變。

1）磁芯的選擇

此設計中磁芯選擇為EE16，其磁芯長度A=16 mm。從廠家提供的磁芯產品手冊中可查得磁芯有效橫截面積Ae=0.192cm2，有效磁路長度Le=3.50 cm，磁芯等效電感AL=1 140 nH/匝2，骨架寬度b=8.50 mm[5]。

2）確定 VOR和 VR1

電路中輸入電壓為85～265 V，所以其加在變換器上的整流直流電壓最大為：

由于TOP252PN承受電壓約為700 V，留出100 V的裕量所以對于穩壓管VR1應有：

故VR1可選用180 V的穩壓管。

一般情況下，VR1/VOR=1.4[6]為最優比（此時鉗位消耗曲線下降明顯）固有：

3）最大占空比Dmax

反激式變換器的占空比計算公式如下（這里將MOSFET的漏-源導通電壓 VDS（ON）記為 10 V）：

4）初級線圈的電流

5）初級線圈的電感LP

式中頻率f=50 kHz。

6）初級線圈匝數

式中AL為磁芯EE16的磁芯等效電感，且有AL=1140 nH/匝2。

7）次級線圈匝數參數計算好后，根據安全系數和輸入輸出關系對參數進行調整，初級線圈調整為84匝，次級線圈9匝。

最后設計出的變壓器電特性如圖3，其中Pri=初級線圈，Psh-1=初級屏蔽線圈1，Psh-2=初級屏蔽線圈2，T.I.W.=三層絕緣線。

圖3 變壓器電特性圖Fig.3 Electrical diagram of transformer

根據變壓器電特性圖設計出的變壓器的繞制結構圖如圖4所示。其中實心圈“●”表示線圈繞制的起始位置，1，2--NC為屏蔽線圈，4--5為偏置線圈，1，2--3為初級線圈，6--7為次級線圈。

圖4 變壓器的繞制結構圖Fig.4 Mechanical diagram of transformer

3 實驗數據

根據上述設計參數焊接了實驗板，并且在85～265 V的交流電壓范圍內對輸出電壓和電流進行測試，結果如表1所示，輸出電壓VO和輸出電流IO誤差范圍均在2%內，符合誤差在5%以內的要求。

表1 實驗結果Tab.1 Test results of LED power circuit

4 結束語

本文通過設計一臺輸出電壓為12 V，輸出電流為350 mA的LED電源，介紹了反激式變換器拓撲成LED電源的方法。文中首先介紹了反激式變換器的工作原理，之后給出了具體的電源電路并且對每個元件的作用進行了說明，特別是對變壓器的制作進行了詳細的計算。在最后實驗結果中，輸出電壓與電流的誤差范圍均在2%以內，設計達到了要求。

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