一種Ka頻段衛星天線多模單脈沖饋源設計

毛新宏 王曉嵐 田棟 尹偉臻 李靜濤

（1 中國空間技術研究院，北京 100094）（2 中國科學院大學，北京 100049）（3 中國科學院國家天文臺，北京 100012）

1 引言

具有自動跟蹤功能的衛星為空間用戶目標提供服務時，要對用戶目標進行捕獲和跟蹤，而單脈沖天線是實現捕獲和跟蹤功能必備的微波部件。例如，美國第一代“跟蹤與數據中繼衛星”搭載的兩副口徑為4.9m 的大型網面天線和第二代“跟蹤與數據中繼衛星”搭載的兩副口徑為4.6 m 的大型網面天線［1］，都采用單脈沖跟蹤體制實現自動跟蹤功能。為了保證良好的數據傳輸通道，克服空間衰減和星上發射功率有限等因素的影響，單脈沖天線大多采用大型反射面和高效率饋源來提高天線增益，因此單脈沖饋源是整個天線系統獲得良好性能的關鍵。

早期的單脈沖天線主要采用四喇叭單脈沖饋源、五喇叭單脈沖饋源和十二喇叭單脈沖饋源［2］。這些饋源的和差矛盾突出，天線整體的效率較低，和差網絡復雜，質量大，前饋時對電磁波遮擋較大，副瓣較高。隨后出現的二喇叭雙模單脈沖饋源和四喇叭三模單脈沖饋源［3-4］，雖然可以獲得等化較好的和差方向圖，在較大程度上緩解了饋源的和差矛盾；但是，這些饋源的口徑依然較大，對天線的遮擋效應明顯，抬高了天線的副瓣，影響了天線的輻射性能。目前，也有采用TM01模跟蹤方式的單脈沖天線，它利用2個接收通道，可以節省跟蹤設備，但是饋源結構復雜，且和差矛盾比較大，在8.0dB［5］以上，差斜率小，跟蹤效率比較低。

多模單脈沖跟蹤是基于不連續波導處激勵出的高次模來實現的，對于不需要的高次模，不讓其激勵或者對激勵出的無用高次模進行抑制。在設計多模單脈沖饋源時，可以對各模式的幅度和相位進行獨立控制，實現饋源的口徑場分布近似于最佳口徑場分布［2］，提高饋源的輻射性能。天線的增益增加，漏失功率少，副瓣電平較低，和差通道方向圖等化較好，差通道方向圖能夠取得最大的差斜率，使單脈沖天線具有更遠的視程范圍、更好的抗干擾能力和角度跟蹤靈敏度。目前，國內外對于Ka頻段衛星天線多模單脈沖饋源的設計和分析，主要采用多喇叭跟蹤方式和TM01模跟蹤方式。本文針對目前的工程實際，提出了一種多模單脈沖饋源設計，可為衛星天線的單脈沖饋源設計提供參考。

2 多模單脈沖饋源的設計分析

本文設計的矩形口徑單脈沖饋源（見圖1）工作于Ka頻段，采用一個單孔徑饋源提供單脈沖和、差信號，這樣，除了能利用常規的TE10模外，還可利用高階波導模。該饋源主要具有以下優點：

（1）調節模式之間的相位和幅度比值，可以展寬和通道方向圖，使和、差通道方向圖等化較好，和差矛盾小，同時還可以降低副瓣，用它對反射面天線饋電，可以使和、差的3個波束同時達到最佳；

（2）結構簡單緊湊，因而具有較低的損耗和較小的質量，孔徑阻擋?。?/p>

（3）天線電軸穩定性能好，從而瞄準性能良好。

矩形口徑單脈沖饋源具有11個工作模：TE10、TE30、TE12和TM12模對應饋源的和通道；TE20、TE22和TM22模對應饋源的H 平面差通道；TE11、TM11、TE13和TM13模對應饋源的E 平面差通道。饋源結構由以下幾部分組成：①多模激勵器，用于產生一定幅度和相位的高次模，保證各個模在饋源口面上有適當的相位關系；②單脈沖和差網絡，用于提供和通道、H 平面差通道和E 平面差通道；③輻射喇叭，用于輻射電磁波。

圖1 多模單脈沖饋源和傳輸的模Fig.1 Multimode monopulse feed and transmitted modes

2.1 饋源多模激勵器

圖2為11模單脈沖饋源的多模激勵器和輻射喇叭模型，多模激勵器是整個單脈沖饋源的核心部件。其中：電場方向沿Y軸方向（對應E 平面），磁場方向沿X方向（對應H 平面）；φ和θ分別為方位角和俯仰角。

和通道端口工作時，激勵以TE10模的形式從A、B、C、D 口以相同的相位進行激勵，在多模激勵器中產生高次模TE（2m-1）0、TE（2m-1）2和TM（2m-1）2（m為自然數），除TE10、TE30、TE12、TM12外，其他高次模在多模激勵器的波導中被截止。

H 平面差端口工作時，激勵以TE10模的形式從A、B、C、D 端口進行激勵，A 和B 端口同相位，C 和D 端口同相位，A、B 與C、D 的相位反相，在多模激勵器中產生高次模TE（2m）0、TE（2m）2和TM（2m）2，除TE20、TE22和TM22外，其他高次模在多模激勵器的波導中被截止。

E平面差端口工作時，激勵以TE10模的形式從A、B、C、D端口進行激勵，A 和D端口同相位，B和C端口同相位，A、D與B、C的相位反相，在多模激勵器中產生高次模TE1（2m-1），除TE11、TM11、TE13和TM13外，其他高次模在多模激勵器的波導中被截止。

圖2 多模激勵器和輻射喇叭模型Fig.2 Model of multimode exciter and horn

和通道、H 平面差通道和E 平面差通道的工作模，以及在饋源口面上的橫向電場EY可表示如下［6］。

和通道為

式中：（x，y）為口面上的坐標點坐標；L1和L2為天線口面尺寸；T30為高次模TE30與TE10的幅度比值；T12為高次模TE12和TM12的混合模與TE10的幅度比值。

H 平面差通道為

式中：T22為高次模TE22和TM22的混合模與TE20的幅度比值。

E平面差通道為

式中：T13為高次模TE13和TM13的混合模與TE11和TM11的混合模的幅度比值。

理想饋源的模比均為實數，也就是各通道的高次模與基模在口面上同相。

各通道歸一化方向圖可以表示如下［6］。

和通道為

H 平面差通道為

E平面差通道為

2.2 設計實例和仿真驗證

結合前面所述的理論公式，采用Ansoft HFSS軟件建模，設計分析了一個工作于33.0～35.6GHz頻段的11個工作模單脈沖饋源。為了適應星載使用，需要產品結構緊湊，且接口具有通用性。根據工作頻率，選擇多模激勵器的4個饋電端口采用標準波導BJ320，端口寬邊為7.112mm，窄邊為3.556mm。

設中心頻率在自由空間的波長為λ0，經過計算和仿真，確定多模激勵器參數尺寸如圖3所示，圖3（a）為從坐標軸Y向看的側視圖，圖3（b）為從坐標X向看的俯視圖。

圖3 單脈沖饋源的多模激勵器結構圖Fig.3 Configuration of multimode exciter for monopulse feed

在圖3中：a1＝c1＝7.832λ0；a2＝c2＝1.338λ0；a3＝c3＝0.229λ0；a4＝c4＝1.143λ0；b1＝4.802λ0；b2＝1.961λ0；b3＝0.704λ0；b4＝0.813λ0；b5＝0.057λ0；b6＝0.114λ0；d1＝4.802λ0；d2＝1.961λ0；d3＝0.704λ0；d4＝0.813λ0；d5＝0.057λ0；d6＝0.114λ0。

2.3 饋電網絡設計分析

為了實現第2.1節所述的各端口的激勵模式，設計了一種單脈沖和差網絡，見圖4。它的3 個端口都采用標準波導BJ320，由2 個折疊魔T、1 個E面折T 和1 個波導一分二功分器組成，結構緊湊。經過計算和仿真，確定饋源和差網絡的主要結構尺寸如圖5所示，圖5（a）為從Y向看的側視圖，圖5（b）為從X向看的俯視圖。當分別從和通道端口、H 平面差端口和E平面差端口以波導主模TE10進行激勵時，會在A、B、C、D 端口產生具有第2.1節所述的相應相位關系的信號。中頻34.3GHz時，仿真計算結果如下。

和通道端口激勵時，在A、B、C、D端口激勵起的幅度相位分別為0.496 1∠-99.7°，0.496 9∠-99.7°，0.499 4∠-99.4°，0.500 2∠-99.5°。

H 平面差端口激勵時，在A、B、C、D端口激勵起的幅度相位分別為0.499 0∠-53.7°，0.500 0∠-53.9°，0.496 0∠127.0°，0.496 1∠126.4°。

E平面差端口激勵時，在A、B、C、D端口激勵起的幅度相位分別為0.498 5∠96.7°，0.497 8∠-83.4°，0.496 0∠-83.5°，0.495 5∠96.3°。

從仿真結果可看出，此和差網絡完全符合第2.1節所述的幅相關系，可以對饋源進行激勵，得到理論的激勵信號。

圖4 單脈沖饋源的和差網絡結構Fig.4 Sum-difference network configuration of monopulse feed

圖5 單脈沖饋源的和差網絡結構尺寸Fig.5 Configuration dimension of sum-difference network of monopulse feed

3 饋源計算分析

將上述單脈沖饋源的多模激勵器與和差網絡結合形成完整的矩形口徑單脈沖饋源，Ansoft HFSS分析軟件建模如圖6所示。仿真結果表明：天線模型非常緊湊，3個饋電端口采用標準波導BJ320時，整個饋源的電尺寸（包括饋電網絡）為125.66mm×42.00mm×31.00mm。

圖6 矩形孔徑單脈沖饋源Fig.6 Rectangular aperture monopulse feed

本文分析工作于33.0～35.6GHz頻段的11個工作模單脈沖饋源，調節不連續性界面的尺寸來改變高次模的相位和幅度，通過優化計算，得到的天線端口的匹配特性（電壓駐波比）和隔離度見圖7和圖8，輻射方向圖見圖9。從圖7和圖8可以看出，該饋源在Ka頻段內具有良好的匹配特性和大于40dB的隔離度。從圖9中3個頻點上的H 平面差方向圖（H-△）、E 平面差方向圖（E-△），以及E 平面和H 平面的和方向圖（分別為E-Σ 和H-Σ）可以看出，和差矛盾小于2.5dB，差零深小于-40dB，E平面和H 平面的和方向圖對稱性能好。

圖7 3個端口的電壓駐波比Fig.7 VSWR of three ports

圖9 輻射方向圖Fig.9 Radiation patterns

4 結束語

本文設計了一種Ka頻段的單脈沖饋源，實現了11個高次模在單脈沖饋源中的應用。從仿真結果可以看出，所設計的單脈沖饋源的差零深能夠達到-40dB 以下，和差矛盾可以控制在2.5dB 以內，天線方向圖的E 面和H 面均勻對稱，天線端口的匹配特性和隔離度良好，可為具有自動跟蹤功能的星載天線饋源設計提供參考。

（References）

［1］Gramling J J，Chrissotimos N G.Three generations of NASA’s Tracking and Data Relay Satellite System［C］／／Proceedings of Space OPS 2008 Conference.Washington D.C.：AIAA，2008

［2］林昌祿.天線工程手冊［M］.北京：電子工業出版社，2002 Lin Changlu.Antenna engineering handbook［M］.Bei-jing：Publishing House of Electronics Industry，2002（in Chinese）

［3］P Hannan.Optimum feeds for all three modes of a monopulse antenna I：theory［J］.IRE Transactions on Antennas and Propagation，1961，9（5）：444-454

［4］Lee Kuan Min，Ruey Shi Chu.Design and analysis of a multimode feed horn for a monopulse feed［J］.IEEE Transactions on Antenna and Propagation，1988，36（2）：15-18

［5］Bayer H.Multimode monopulse tracking feed with dual-band potential for land-mobile satellite communications in Ka-band［C］／／Proceedings of the 5th Conference on Antennas and Propagation（EUCAP）.New York：IEEE，2011：1169-1172

［6］王世錦，陳代宗，冀秀芹.天線微波程序集［M］.北京.中國宇航出版社，1986 Wang Shijin，Chen Daizhong，Ji Xiuqin.Antenna microwave program collection［M］.Beijing：China Astronautics Press，1986（in Chinese）