基于并行處理的E－band高速調制解調關鍵技術研究

張 航，徐 信

（1.中國電子科技集團第五十四研究所，河北石家莊050081；2.濟南軍區通信網絡技術管理中心，山東濟南250002）

基于并行處理的E－band高速調制解調關鍵技術研究

張 航1，徐 信2

（1.中國電子科技集團第五十四研究所，河北石家莊050081；
2.濟南軍區通信網絡技術管理中心，山東濟南250002）

針對E－band調制解調的需求，提出了對高速數據并行處理的方法。闡述了所采用的載波頻偏恢復和前向定時恢復算法的原理，并提出和分析了相應的并行結構。通過計算機仿真，驗證了在AWGN信道下，該并行結構能較好地完成相應功能，具有硬件的可實現性，滿足高速數據處理的需求，適用于E－band高速調制解調。

E－band；并行結構；載波恢復；定時恢復

0 引言

近年來，寬帶大容量信息傳輸、個人通信及軍事保密/抗干擾通信的需求持續增長。由于高頻微波頻段有著極為豐富的頻譜資源，毫米波乃至亞毫米波領域逐漸成為國際電磁波頻譜資源研究、開發和利用的活躍領域［1］。E－Band工作在71～76 GHz或81～86 GHz毫米波頻段，其中頻帶寬可支持250 MHz 和500 MHz，目前調制模式最大可支持64QAM。因此E－Band分組微波設備在500 M中頻帶寬和64QAM調制模式下的系統單頻點容量可達2.5 Gbps。

超高的數據速率給系統硬件實現帶來了挑戰。串行數據處理所需的高頻時鐘超出了硬件設備的承受范圍，因此對于調制解調的關鍵算法需要采用并行處理結構［2－4］。文獻［5］中提出了一種利用兩段相同序列估計OFDM系統各子載波的頻率偏差的算法，文獻［6］中提出了一種利用頻域信息估計時鐘誤差的平方率算法。針對以上關鍵技術提出了相應的并行處理方法，給出了E－Band毫米波通信適用的高速調制解調器頻偏估計和定時方法，并通過計算機仿真得到在AWGN信道下的仿真結果，驗證其可行性，測試系統的性能。

1 系統模型

調制模塊數字部分的原理框圖如圖1所示。對于調制信號來說，前導序列－SP和LP序列以及UW獨特字均采用IQ兩路相同的QPSK調制方式，數據段的調制方式QPSK、16QAM、32QAM、64QAM等可選（本文僅針對64QAM進行仿真驗證）。基帶成型濾波器采用平方根升余弦（SRRC）濾波器進行基帶脈沖成形。

圖1 調制模塊數字部分原理框圖

解調模塊數字部分的原理框圖如圖2所示。由于系統數據傳輸速率達到2.5 Gbps，所以以上數字部分實現均采用8路并行處理。

圖2 解調模塊數字部分原理框圖

2 關鍵技術

2.1 載波頻偏恢復

采用有數據輔助載波恢復算法，利用幀結構數據中已知的前導序列SP和LP序列，采用基于前導的最大似然算法完成載波恢復，結構框圖如圖3所示。

圖3 載波頻偏恢復算法結構框圖

2.1.1粗/細載波頻偏估計

前導序列中相鄰兩段相同的SP序列進行自相關，可以得到相鄰兩段SP序列之間的相位差，粗載波頻偏估計算式［5］如下：

式中：N為SP序列的周期。由于反正切函數的范圍為（－π，π），所以粗載波頻偏的估計范圍為（－1/2TSN，1/2TSN），頻偏估計范圍與SP序列的周期相關，SP序列的周期越長，估計精度越高，頻偏估計的范圍就越窄。粗載波頻偏估計精度不夠，因此必須在粗載波估計后進行精細載波估計。采用幀結構中的LP序列完成精細載波估計，計算法仍然采用式（1）。

2.1.2并行結構

載波恢復算法并行結構框圖如圖4所示。

圖4 載波恢復算法并行結構

假設輸入為粗/細載波頻偏估計模塊的信號為xj（i），j＝0，1，2，…，7，j代表并行輸入路，i代表采樣時刻，N代表SP序列/LP序列的長度。圖5給出8路并行粗/細載波頻偏估計結構框圖，根據頻偏估計值對并行輸入的采樣數據進行并行相位旋轉消除載波頻偏。

圖5 8路并行粗/細載波頻偏估計原理框圖

2.2 定時恢復

2.2.1 前向定時恢復算法

Oerder.M和Myer.H提出了數字濾波平方算法［6］，設符號周期為T，采樣時鐘Ts＝T/N，對每段間隔為LTs的信號分別進行處理。即對每接收到的LN個采樣數據，先進行平方運算，然后計算傅里葉系數，則ε的無偏估計為：

前饋結構定時恢復算法如圖6所示。

圖6 前饋結構定時恢復算法

對于式（2），若接收數據采用4倍過采樣，則ε的無偏估計等效于：

根據上述算法得到的采樣時鐘偏差ε通過立方插值算法對該段數據進行插值濾波，對得到的過采樣數據通過與數據幀頭的CP進行相關，以確定最佳采樣點，輸出1倍采樣率信號。

2.2.2 并行結構

前向定時恢復算法并行結構如圖7所示。

圖7 前向時鐘恢復算法并行結構

并行時鐘誤差檢測仍然采用式（3），8路并行輸入數據的時鐘誤差檢測如圖8所示。

圖8 8路并行時鐘誤差檢測原理框圖

8個并行過采樣數據輸入到內插控制單元［7－8］，內插輸入控制為8個內插器提供正確的數據。如果內插運算利用Ni個采樣點計算出一個插值點，則內插輸入控制的輸出為8路數據，每路數據有Ni個點。內插輸入控制是長度為8＋Ni－1的數據緩存區，其更新方程為：

即將緩存區中的后Ni－1個數據依次移到最前端，從Ni個數據開始更新為輸入的8個數據。式中din（iTs），i＝1，2，…，8表示輸入數據，dici（iTs），i＝1，2，…，8＋Ni－1表示緩存區中數據。其輸出給并行內插器的8路數據為：

式中：i＝1，2，…，Ni，j＝1，2，…，8，rj（iTs）表示輸出給第j個內插器的第i個數據。

并行插值運算公式：式中n，j與μn，j分別為第個內插器的插值估值整數部分與分數部分。

并行最佳點的選取是從1、4，2、5，3、7，4、8四種情況中，選取出和已知的UW獨特字相關峰最大的一種作為最終時鐘恢復的輸出。

2.3 載波相位跟蹤

信號在經過粗/細載波頻偏恢復，定時恢復之后會存在很小的載波偏差值，由于信號幀的長度比較長，很小的載波偏差值在相位上的累積會導致解調性能下降［9－10］。為此利用信號幀中的UW獨特字進行相位的跟蹤和糾正。采用接收到的UW信號和原始的UW獨特字進行相關運算，相關值的復數相角即為需要旋轉的相位值。計算公式如下：

式中，z為接收到的UW信號，c為已知UW獨特字。

3 仿真結果

3.1 AWGN信道下仿真

在AWGN信道下對本系統方案進行仿真，發射信號幀頭采用BPSK調制，幀體數據采用64QAM調制方式，數據傳輸符號速率為420 Msps。在接收端對接收信號采用近似4倍過采樣，fs/f＝4.000 2，fs為采樣速率，f為符號速率。載波頻率偏差1.530 MHz（相當于0.364％符號速率，約0.09％采樣速率），相位偏差70°。AWGN信道SNR＝26 dB，對應于64QAM調制體制Eb/N0＝18.22 dB。前向定時估計的仿真圖如圖9所示。

圖9 采樣時鐘偏差估計仿真圖

在AWGN信道下，粗/細載波頻偏恢復和定時恢復并行模塊均能實現功能。過采樣數據經過粗載波頻偏恢復、定時恢復、精細載波恢復、相位跟蹤與糾正之后的星座圖如圖10所示。

圖10 AWGN信道下各模塊處理之后星座圖

3.2 系統性能仿真

對本系統方案的性能進行計算機仿真，圖11是本系統方案在AWGN信道下的64QAM調制體制下誤碼率曲線，可以看到在AWGN信道下，本系統誤碼率曲線基本接近理論曲線。

圖11 64QAM數據傳輸系統誤碼率曲線仿真圖

4結束語

針對E－band調制解調的超高速數據處理問題，在已有的載波頻偏恢復和定時恢復算法基礎上，提出了并行處理結構，以使得其可適用于硬件的處理速度。所提出的并行處理結構具有可擴展性，以適應更高速的數據處理。通過仿真分析，各關鍵模塊在AWGN信道下均表現出了較好的性能，其誤碼率曲線基本接近理論曲線，具有硬件的可實現性。

［1］王曉海.毫米波通信技術的發展與應用［J］.電信快報，2007（10）：19－21.

［2］劉會紅并行數字匹配濾波器的設計［J］.無線電工程2011，41（7）：62－64.

［3］劉會紅，林春霞基于帶通采樣QPSK高速解調器的技術分析［J］.無線電通信技術，2011，37（1）：59－61.

［4］劉春冉，殷玉濤，李志勇.300 Mbps地空通信的調制解調器設計［J］.無線電通信技術，2013，39（3）：32－35.

［5］Moose P H.ATechnique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction［J］.IEEE Trans.Commun，1994，42（10）：2908－2914.

［6］Oerder M，Meyr H.Digital Filter and Square Timing Recovery［J］.IEEE Transactions on communications，1988，36（5）：605－612.

［7］Gardner F M.Interpolation inDigital Modems.I：Fundamentals［J］.IEEE Transactions on communications，1993，41（3）：501－507.

［8］Erup L，Gardner F M，Harris R A.Interpolationin Digital Modems.II.Implementation and performance［J］.IEEE Transactions on Communications，1993，41（6）：998－1008.

［9］Mengali U，Andrea AND.Synchronization Techniques for Digital Receivers［M］.New York：Plenum Press，1997.

［10］張航一種OFDM剩余載波頻偏估計算法的FPGA實現［J］.無線電工程，2008，38（4）：62－64.

Research on the Key Technologies of E-band M odulation and Demodulation Based on Parallel Processing

ZHANG Hang1，XU Xin2
（1.The 54th Research Institute of CETC，Shijiazhuang Hebei050081，China；
2.Communication and Network Technique Management Centre of Jinan MinistryRegion，Ji＇nan Shandong 250002，China）

Aiming at the requirement of E－band modulation and demodulation，themethod of parallel structure in high－speed data processing is proposed.The principle of carrier frequency recovery and feed－forward timing recovery algorithm is firstly expatiated，then the parallel structure of those key technologies is proposed and analyzed.Under the Gaussian channel with computer simulations，the parallel structure can complete the functionswell and have the feasibility of hardware.Themethod meets the requirement of high－speed data processing and can be applied to E－band high－speed modulation and demodulation.

E－band；parallel structure；carrier recovery；timing recovery

TN928

A

1003－3114（2015）04－43－4

10.3969/j.issn.1003－3114.2015.04.11

張 航，徐 信.基于并行處理的E－band高速調制解調關鍵技術研究［J］.無線電通信技術，2015，41（4）：43－46.

2015－03－17

張航（1983—），工程師，主要研究方向：微波通信技術。

徐信（1970—），男，博士后，高級工程師，主要研究方向：無線通信技術。