飛輪電池在離網型風力發電系統中的充電控制研究

王恒星 ，管 芳

（1.中煤科工集團重慶設計研究院有限公司 重慶 400016；2.山東省諸城市賈悅初級中學 山東 諸城 262200）

目前，離網型風力發電以經濟、方便、實用的特點成為新能源發電中的一個重要應用方向。由于風電能的劇烈波動性和用戶需求的時變性，因此，必須接入合適的儲能裝置來緩沖并減小系統電能的供需失配，以保證系統供電連續穩定。目前普遍采用的儲能裝置是蓄電池，而蓄電池體積龐大、壽命短，充、放電效率低，系統的運行成本高[1-2]。飛輪電池是利用高速旋轉的飛輪將電能以動能的形式儲存起來，與蓄電池相比飛輪電池具有體積小、無污染、壽命長、充放電速度快且效率高等突出優點[3]。

文中針對飛輪電池在離網型風力發電中的應用，對飛輪電池的充電控制策略進行了研究，并搭建了控制系統的實驗平臺。實驗結果表明該控制系統設計合理，所選控制策略能夠滿足要求。

圖1 采用飛輪儲能的風力發電系統基本結構Fig.1 The basic structure flywheel energy storage of wind power generation system

1 飛輪儲能系統的等效dq模型電路

采用飛輪儲能單元的離網型風力發電系統的結構如圖1所示，飛輪儲能單元接在系統的直流母線上，用來改善系統直流母線電壓的穩定性。

為了研究飛輪電池的控制策略，需要建立一個全面的分析模型。為獲得該系統的等效dq模型電路，將其分成直流母線、PWM雙向逆變器、永磁同步電機和高速飛輪4個部分。求得每部分的等效dq模型電路，根據電流、電壓等效原則適當連接每部分電路即可獲得整個系統的等效dq模型電路。

1.1 PWM雙向逆變器的等效dq模型電路

將三相電壓型PWM逆變器的等效dq模型電路簡化，即取旋轉變換矩陣Ks中初始相角φ與交流側電動勢初始相角φ1相等可得PWM雙向逆變器的等效d-q模型如圖2所示[4]，轉換的結果如式（2）所示：

圖2 PWM逆變器的等效dq模型電路Fig.1 Equivalent dq model of PWM inverter circuit

圖2 為三相電壓型PWM逆變器d-q模型，其中nq=msin(φ-φ2)，nd=mcos(φ2-φ)。

1.2 飛輪的等效模型電路

為了分析飛輪的等效電路，通過給出的（3）式微分方程來描述飛輪系統進而了解該系統組成元素的排列布置。

式中J為飛輪系統的轉動慣量；fm為摩擦系數；p為微分算子。該方程類似于方程式（4）對應于電氣代表性的轉矩源（電壓）驅動一個轉動慣量（電感）和一個摩擦系數（電阻）的系統。

其中，電壓等效于轉矩，電流等效于轉速。因此根據類比理論便可得到（3）式對應的電路表示形式，即飛輪的等效模型電路。

因為直流母線電路無需進行dq變換，所以直流母線電路的拓撲結構和參數保持不變。結合永磁同步電機的d-q模型可得飛輪儲能系統放電的等效dq模型電路[5]如圖3所示。

圖3 飛輪儲能系統放電的等效dq模型電路Fig.3 The flywheel energy storage system equivalent dq model of discharge circuit

通過改變放電模型中iq、id和idc的方向同時把直流側的電阻變為電壓源等措施，即可得到飛輪儲能系統充電的等效dq模型電路。

2 飛輪電池的充電控制

配備有飛輪電池的離網型風力發電系統，當風速變大或者負載減小時，系統直流側電壓 將上升，飛輪儲能電池的電機運行于電動狀態，將電能轉換成機械能儲存于飛輪中。此時PWM雙向逆變器工作在逆變狀態。為了滿足飛輪電池充電的快速性、穩定性等要求，這里采用了電機轉子磁鏈定向的矢量控制策略[6]。為此，建立永磁同步電動機的dq軸數學模型如下：

式(5)中，d、q為下標，分別表示定子的 d、q軸分量；p為微分算子Ld、Lq為定子繞組d、q軸電感,Pn為電機轉子的極對數,Ψr為轉子磁鋼在定子上的耦合磁鏈。上式中ud和uq可以化簡為下式，可以看出id、iq之間存在耦合，因此采用前饋控制解耦。

采用轉子磁鏈定向的矢量控制時，令id=0，則定子電流全部用來產生轉矩，控制iq即能控制好轉矩。

此時電動機的電壓和轉矩方程為：

飛輪電池充電時，采用dq軸的前饋解耦和id=0的矢量控制框圖如圖4所示。該控制框圖采用轉速外環、電流內環的雙閉環控制。當系統直流側電壓Edc上升時，飛輪電池充電，PWM變流器工作在逆變狀態。直流電經過逆變器的變壓變頻后給飛輪電池的電動機供電，并且通過調節電動機轉速來控制飛輪電池的充電電流大小。電動機轉速的給定信號與反饋信號進行比較，之后經過轉速調節器，轉速調節器的輸出為電流調節器的輸入。定子相電流的dq軸分量和他們的反饋量進行比較，經過電流調節器的校正，電壓解耦，得到dq軸的電壓控制量，再運用矢量反變換獲得需加在電動機上的輸出電壓，然后再用SPWM調制技術得出對逆變器的驅動脈沖。id、iq的反饋量由電動機定子到。通過電機轉速也可知道飛輪電池的能量狀態。abc三相電流經過坐標變換得到。坐標變換中的θ和電機轉速可由轉子位置檢測單元得到。

3 實驗及結果

3.1 實驗平臺

以dsPIC30F3011微控制器為核心，進行了控制系統實驗平臺的搭建，主要包括隔離驅動模塊、電壓電流檢測模塊、位置速度檢測模塊和顯示保護電路模塊等。其硬件結構框圖如圖5所示。

圖4 飛輪電池的充電控制框圖Fig.4 Flywheel battery's charging control block diagram

圖5 實驗平臺硬件結構框圖Fig.5 Experimental platform hardware structure diagram

控制芯片dsPIC30F3011具有6路PWM輸出接口和正交編碼器接口模塊(QEI)，它非常適合用于電機控制的場合。主電路中的功率開關管選用的是IGBT，耐壓1 200 V，額定電流25 A。選用IR2113作為IGBT的驅動，它可以同時驅動同一橋臂的兩個IGBT。為了消除主電路對控制電路的噪聲干擾，采用高速光耦HCPL2530對控制信號進行隔離。電壓電流的檢測用LEM公司的霍爾傳感器來實現。電機的轉速和位置信號用增量式光電編碼器來檢測，其分辨率可達2 500 P/R。

3.2 充電實驗

根據前述飛輪電池充電模式的控制策略，在搭建的實驗平臺上模擬了飛輪電池的充電控制。通過控制逆變器[7]，將直流電逆變成電壓和頻率可變的交流電，驅動永磁電機啟動運行。實驗中由市電的不可控整流作為系統的直流電源，其電壓大小可由調壓器來調節。永磁同步電動機的參數為：額定電壓220 V,額定轉速1 500 r/min，最大轉矩15 N·m，電樞繞組相電阻2.7 Ω。

圖6為充電實驗的波形。圖(a)和圖(b)分別為電機啟動中和啟動完成后的相電流波形。在啟動過程中，電機按所設定的最大轉矩運行，使得電機轉速快速上升，電機的電流較大，幅值為3.5 A；啟動完成后，由于電機輸出轉矩減小，電機電流幅值下降到1.5 A。

圖6 充電實驗電流波形Fig.6 Charging current waveform experiment

實驗中PWM的載波頻率為10 kHz，為了防止同一橋臂的IGBT發生直通而燒毀，在軟件編程中加入了3 μs的死區時間。死區時間如圖7所示。

圖7 死區時間Fig.7 Dead band time

4 結論

本文針對蓄電池性能的不足，將飛輪電池作為儲能單元應用到離網型風力發電系統中。研究了飛輪電池的充電控制策略，搭建了實驗平臺。實驗結果表明：飛輪電池充電時，采取id=0的矢量控制策略，消除了電樞反應的去磁效應，并使永磁電機按最大轉矩快速啟動。從而表明所建模型和控制策略的正確性和有效性。

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