基于平均電流的雙閉環APFC電路的設計

梁永清，李占龍，杜承蔚，韋淦予

（廣西大學 電氣工程學院，廣西 南寧 530004）

有源功率因數校正（APFC）技術是在整流和濾波電容之間增加DC/DC開關變換器。通過一定的控制策略使電網輸入端的電流波形逼近正弦波，并與輸入的電網電壓同相位。

CCM模式下Boost變換器的平均電流控制策略是目前應用最多的控制方式。將輸入電壓信號與輸出電壓誤差信號相乘后作為乘法器的兩個輸入來控制電流控制器，而電流控制器控制輸入電流按給定信號變化。UC3855是一種定頻平均電流模式功率因數預調節器，將零電壓過渡(ZVT)技術應用于有源功率因數校正前置變換器中，有效地降低了升壓MOSFET的開通損耗和二極管的反向恢復損耗，減小了EMI，顯著提高變換器的開關頻率，獲得了更高的效率[1-2]。

1 平均電流型Boost APFC結構與控制原理

1.1 設計指標

最大輸出功率：PO=1.5 kW；輸入電壓范圍：160~270 V；頻率：47~65 Hz；功率因數：PF>0.99；波形畸變：THD<5%；輸出電壓:400 V；開關頻率 fs：50 kHz。

1.2 主電路

由單相橋式整流器和DC-DCBoost變換器組成。控制電路由電壓誤差放大器、參考電壓、電流誤差放大器、乘法器、PWM調制器和驅動器組成。采用平均電流型功率因數校正專用控制芯片UC3855。電路結構如圖1所示。

1.3 控制電路

由穩壓控制環（外環）與輸入電流波形控制環（內環）組成。兩個控制環路通過乘法器聯系在一起，電流乘法器實際上是一個工作頻率正比于正弦線電壓頻率的電流源。該電流源充當PWM比較器的基準信號，并與回路電流信號進行比較，將其誤差轉換成驅動高頻開關管V的一系列脈沖控制信號，如圖2所示。使輸入電流波形正弦化，與輸入電壓波形同相位[2]。

1.4 乘法器設置

圖1 功率因數校正電路結構圖Fig.1 The structure diagram of power factor correction circuit

圖2 平均電流控制的升壓電感電流波形Fig.2 Boosting inductive current waveform by average current control

乘法器是功率因數校正電路的核心，其輸出信號通過流環來控制輸入電流從而得到高的功率因數。乘法器有3個輸入：標準電流Iac、輸入的前饋電壓Vrms、電壓誤差放大器的輸出電壓 Vaout。 乘法器輸出電流

2 功率因數校正電路雙閉環系統的設計

2.1 電流環設計

2.1.1 電流環傳遞函數推導

電流控制環由功率級、PWM比較器、電流調節器組成，電流環結構圖如圖3所示。

圖3 電流環控制系統框圖Fig.3 The block diagram of current loop control system

（DON（s）為占空比信號，V0為輸出電壓，VS（S）為取樣電阻RS上電壓）

將機電一體化技術應用到工程機械設備中，通過該技術的信息控制系統，可對機械的作業過程進行自動化控制，如此一來，極大地提高了作業的精準度。例如，將機電一體化技術應用到瀝青的攤鋪機中，就可以實現自動找平、自動供料，不僅提高了施工的質量，也提高了施工的效率。可以說，通過機電一體化技術的應用，基本上實現了工程機械的半自動化 操作，進一步降低了人工操作中出現的誤差現象，提高了施工作業的精準度，滿足了現代工程施工的要求[3]。

電流環總開環傳遞函數：

2.1.2 電流誤差放大器的補償

（式中，V為直流輸出電壓，Vs為振蕩器三角波的峰-峰值）。

Rcz取 20 kΩ，Rci取 1.5 kΩ。在剪切頻率處放置零點，CCZ=1/（2πfciRcz）=500 pF，Ccz選擇稍大一點可為系統提供稍大一點的相角裕度。在電流誤差放大器的開關頻率處放置一個極點，使系統有較好的抗干擾性

2.1.3 電流環幅頻、相頻特性

系統電流環的Bode圖由Matlab仿真軟件做出。如圖4所示。

從圖中可看出，電流環截止頻率高，系統響應快，使輸入電流快速跟蹤電壓變化，中頻段以－20分貝/十倍頻程穿過零分貝線，滿足系統穩定性要求[3-4]。

2.2 電壓環設計

電壓控制環由電壓誤差放大器和升壓級組成，電壓環結構圖如圖5所示。

圖4 電流環幅頻、相頻特性Fig.4 The characteristic curves of current loop magnitude-frequency and phase-frequency

圖5 電壓環控制系統框圖Fig.5 The block diagram of voltage loop control system

2.2.1 電壓環傳遞函數推導

1）升壓級傳遞函數包括乘法器、除法器、平方器在內的升壓級增益。

式中PIN為平均輸入功率，ΔVVEA為電壓誤差放大器范圍，V0為輸出直流電壓。

3）電壓控制環開環傳遞函數：

2.2.2 電壓誤差放大器的補償

對電壓環的要求是使輸入失真達到最小。環的頻寬要小，足以衰減輸出電容上的二次線頻諧波成分，使其對輸入電流的調制信號比較小。但電壓誤差放大器又必須有足夠大的相移，使調制量和輸入電壓同相位。

RVI取 660 kΩ， 選擇反饋電容 CVF=1/（2π frRVIGva），取0.047μF，這樣相角裕量度會增大，增加的失真度會很小。電壓環的剪切頻率RVF=1/（2π fVICVF）=220 kΩ （式中 Pin為平均輸入功率，C0為輸出電容的容抗，ΔVrea為電壓誤差放大器輸出電壓的范圍，V0為直流輸出，fr為紋波電壓的頻率）。

2.2.3 電壓環幅頻、相頻特性

圖6為系統電壓控制環的Bode圖。 圖中電壓環的穿越頻率為75 Hz，與開關頻率相比非常小。電壓誤差放大器用電容以負反饋來減慢響應速度，保證電流基準信號波形穩定。剪切頻率附近相位裕量大概為50度，較好地滿足系統穩定性了要求；系統增益在高頻段以-40 dB/dec的斜率衰減，使系統擁有較強的抗干擾能力。系統的動、穩態性能良好，驗證了計算的正確性[2，5]。

圖6 電壓控制環幅頻、相頻特性Fig.6 The characteristic curves of voltage loop magnitude-frequency and phase-frequency

3 Boost PFC電路實驗波形

在前述基礎上，安裝制作了一臺1.5 kW的帶功率因數校正的DC/DC變換器實驗裝置，對其運行特性進行了測試，主要檢測APFC電路輸入電壓和電流的波形。圖7~9分別為重載、半載、輕載時輸入電壓與輸入電流的波形。可以看出，加入有源功率因數校正后，電路的輸出電壓保持恒定，電流跟蹤電壓變化。

圖7 重載時輸入電壓和電流波形Fig.7 The waveforms of input voltage and current with heavy load

圖8 半載時輸入電壓和電流波形Fig.8 The waveforms of input voltage and current with half load

根據接入APFC后不同負載情況下輸入電壓電流波形。由圖可以看出，開關頻率相同時，重載的電流波形比輕載時電流波形毛刺少，更接近正弦化，即重載時的校正效果要好于輕載。原因是重載時主開關管的觸發脈寬大于輕載時的主開關管的觸發脈寬，頻率不變，脈寬越寬，采樣時間越長，輸入電流對輸入電壓的跟蹤效果就越好，校正效果也就越好[6-7]。

圖9 輕載時輸入電壓和電流波形Fig.9 The waveforms of input voltage and current with light load

4 結束語

功率因數校正是減小諧波干擾、實現“綠色電源”的重要手段。本文基于UC3855設計了APFC變換器。通過MATLAB對電壓誤差放大器、電流誤差放大器進行了仿真。最后通過實驗裝置測出了不同負載下輸入電壓和輸入電流的波形，可以看出加入有源功率因數校正后，電路的輸入電壓與電流保持同相位，大大提高了功率因數。

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