數字中頻發射機的邊帶抑制分析

張建峰，徐曉瑤，沈銳龍，王　進

(中國電子科技集團公司第36研究所，嘉興 314033)

數字中頻發射機的邊帶抑制分析

張建峰，徐曉瑤，沈銳龍，王進

(中國電子科技集團公司第36研究所，嘉興 314033)

摘要：介紹了數字中頻發射機的基本原理，推導出該發射機在實際情況中會出現下邊帶信號和本振信號泄露，給出了2種校正方案來抑制邊帶信號，并分析了它們的優缺點。實際測試驗證了方案的可行性。

關鍵詞：發射機；邊帶信號；校正

0引言

在軟件無線電中，發射機是重要的組成部分之一。傳統的發射機是將基帶已調I/Q數據經過二次模擬上變頻發射鏈路后搬移到射頻；而數字中頻技術的不同之處在于將I/Q數字基帶信號在現場可編程門陣列(FPGA)中經過數字上變頻后直接搬移到中頻，再經過濾波器濾波和本振信號進行模擬正交調制，該方法減少了模擬器件數量，從而降低了溫度漂移等不利影響，使得系統的可靠性得到增強，框圖如圖1所示。

圖1　數字中頻發射機框圖

該方案能將信號帶寬擴大1倍，提高了頻譜利用率和鏡像抑制。在理想情況下，數據經FPGA處理到數模轉換器(DAC)的I/Q 2路是完全正交的，如果同時傳輸通道上沒有相位差和增益差，則射頻輸出是1個單邊帶信號[1]。

1非理想情況下的射頻輸出

該方案對DAC的信號以及本振信號的正交性要求非常高，如果其中一方有一些大的相位以及幅度不平衡和直流分量偏移，會使射頻輸出信號產生大的邊帶信號和本振泄露信號，這些信號在通信系統中不僅是干擾信號，而且還會降低功放利用率，所以必須想辦法抑制它們。在實際應用中，由于DAC輸出的I/Q信號到達模擬調制器前經過了很長的印制電路板(PCB)走線、射頻電纜以及低通濾波器，因而到達正交器前早已不是完全正交的2路信號，而且還會產生直流分量偏移，同時由于模擬正交調制器內部的硬件元器件特性也很難產生非常理想的2路正交信號，這些情況的存在都會對射頻輸出有影響。下面從理論上推導邊帶信號和本振泄露信號的存在，假設模擬正交器的信號是完全正交的，則2路信號表示如下：

(1)

(2)

再將基帶信號的I/Q 2路輸出信號表示為A1cos(ω1t+φ1)和A1sin(ω1t+φ1)，將FPGA中直接數字合成(DDS)信號表示為A2cos(ω2t+φ2) 和A2sin(ω2t+φ2)，則DAC 2路輸出信號可表示為：

fIDAC=A1cos(ω1t+φ1)·A2cos(ω2t+φ2)-

A1sin(ω1t+φ1)·A2sin(ω2t+φ2)=

A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)

(3)

fQDAC=A1sin(ω1t+φ1)·A2cos(ω2t+φ2)+

A1cos(ω1t+φ1)·A2sin(ω2t+φ2)=

A1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1)

(4)

為了更好地描述信號以及簡化系統，假設模擬正交前的I路信號保持不變，Q路信號相對于I路信號為AA1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1+φ)+C，其中A表示Q路信號與I路信號幅度之比，φ表示Q路信號與I路信號相位差，C表示Q路信號與I路信號直流偏移差，則最終射頻信號表示如下：

fQRFout=Iout·[AA1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1+

φ)+C]

(5)

fIRFout=fQout·fIDAC

(6)

則:

fRF=fQRFout+fIRFout=A1A2sin[(ω2+ω1+

ωc)t+φ2+φ1]+(AA1A2cosφ-A1A2)·

cosωctsin[(ω1+ω2)t+φ1+φ2]+

AA1A2sinφcosωctcos[(ω1+ω2)t+φ1+

φ2]+Ccos(ωct)

(7)

令：

(8)

(9)

(10)

ω=ω2+ω1+ωc

(11)

ωd=ωc-ω2-ω1

(12)

θ=φ2+φ1

(13)

則:

fRF=A1A2sin(ωt+θ)+Aacosωctsin[(ω1+ω2)t+

θ+α]+ Ccos(ωct)=

(14)

2AD9739的主要特點和功能分析

由于本振信號泄露只需在DAC的Q路輸出前減去直流偏移量C就可以得到抑制，本文就不對該信號進行討論(以后分析就認為偏移量不存在)，而想要抑制下邊帶信號，顯然在后級模擬域很難消除，只能在數字域想辦法。

先考慮幅度變化的抑制方法,假設C=0,φ=0，則模擬正交前的Q路信號相對于I路信號而言相位一致，幅度之比為A，只需在FPGA中的Q路后級補償一個幅度變化的倒數就可以消除幅度引起的邊帶信號。

再考慮相位變化的抑制方法,假設C=0,A=1，則射頻前端的射頻輸出信號表示為:

fQRFout=A1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1+φ)·cos(ωct)=

A1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1)cos(ωct)·cosφ+A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)·sin(ωct)sinφ

(15)

由公式(6)可以看出，相位畸變不僅會產生下邊帶分量，而且還會影響上邊帶幅度，又注意到產生下邊帶的那一項與模擬正交器Q路有關，所以只需在FPGAI路輸出中減去就可以消除相位的影響，方案如圖2所示。

圖2　校正方案圖

令P=sinφ，IAM=1，QAM=1，則:

fIRFout=fQout·fIDAC=A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)·

(1-sinφ)·sin(ωct)=

A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)sin(ωct) -

A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)sin(ωct)sinφ

(16)

從理論上看，上述校正方案可以抑制邊帶信號，可是該方案有以下2個缺點：

一是FPGA內部I路調整時需進行1次乘法和1次減法運算，當P發生改變時，會影響到幅度信息和直流分量偏移信息的確定，而P是隨著直接數字合成器(DDS)的頻率而變化的，每次P變化時，幅度和直流分量也要隨著改變，三者獨立性不強；

二是該方案還沒考慮模擬正交器的幅度和相位不平衡，如果再考慮進來，該方案就不能抑制由模擬正交器產生的下邊帶信號，還需在Q路中加入P項，不光實現起來復雜，而且參數確定也很復雜[3]。

由以上分析可知，上述校正方案在實際應用中實現起來非常復雜，下面在此基礎上進行改進，給出一種新的校正方案，該方案是將FPGA中I路和Q路都采用獨立的DDS調制，這2個DDS頻率相同，幅度和初相不同，框圖如圖3所示。

圖3　新校正方案圖

新校正方案采用I/Q 2路獨立調制，這樣每路不僅可以補償由本路引起的信號變化，還可以補償本振信號造成的信號畸變。該方法與原方法相比不需要多加乘法器和加法器，易于用FPGA來實現；同時可以校正本身信號和本振信號引起的畸變，具有適應性和通用性。

3實際測試結果

測試時DAC輸出頻率為20 MHz，本振頻率為300 MHz。不加校正時，測試結果如圖4所示，本振泄露38 dB，邊帶抑制29 dB。

圖4　不加校正頻譜圖

采用新的校正方案后，測試結果如圖5所示，本振泄露62 dB，邊帶抑制60 dB。

圖5　加校正頻譜圖

從測試結果得出，采用校正方案后，本振泄露優化了24 dB，邊帶抑制優化了31 dB，技術指標得到了很大改善，滿足了設計要求。

4結束語

本文從理論上推導了數字中頻發射機下邊帶信號和本振泄露信號的存在，并提出了2種校正方案來消除邊帶信號。分析得知后一種校正方案在實際應用中不僅編程簡單，還更具適應性、通用性和可行性,使得數字中頻發射機的各個指標得以滿足。

參考文獻

[1]楊淑莉．用I/Q調制器產生常用模擬通信信號[J]．科技信息，2010(17):60-61.

[2]張沫陽，盧繼華.射頻帶通采樣技術在軟件無線電電臺中的應用[D].北京：北京理工大學，2006.

[3]魏鋒．數字上變頻技術[J].長春理工大學學報，2006,29(1)：320-327.

Analysis of Sideband Suppression of Digital Intermediate

Frequency Transmitter

ZHANG Jian-feng，XU Xiao-yao，SHEN Rui-long，WANG Jin

(No.36 Research Institute of CETC，Jiaxing 314033，China)

Abstract:This paper introduces the basic principle of digital intermediate frequency transmitter,educes that the down sideband signal and local oscillation signal leakage may appear in this transmitter in actual instance,gives two correction projects to suppress the sideband signals，and analyzes their advantages and disadvantages.Actual test results validate the feasibility of the method.

Key words:transmitter;sideband signal;correction

收稿日期:2014-12-05

DOI:10.16426/j.cnki.jcdzdk.2015.03.028

中圖分類號：TN838

文獻標識碼：A

文章編號：CN32-1413(2015)03-0103-03