大功率超級電容快速充電裝置技術方案探討

邢甲第

（中鐵電氣工業有限公司，北京 100036）

1 充電裝置主要參數

根據外電源要求，超級電容快速充電裝置輸入電壓：10kVac。充電對象是由344個單體電容容量7000F、最高工作電壓2.7V電容串聯，再兩串并聯的超級電容組，計算最高工作電壓928.8，據此確定輸出充電最高電壓：950V，輸出電壓可在0～950V可調。根據充電時間要求，充電額定功率：800kVA ，最大充電電流：1800A。

2 工頻變壓器拓撲

超級電容充電裝置實際上是由變壓器、無源元件和電力電子器件組成的連接電網和超級電容組的系統（也可稱為能量轉換系統 Power Conversion System， PCS），是超級電容儲能系統的重要組成部分，它承擔著超級電容組從交流電網快速吸收能量的任務，如圖1所示。

在電容側，PCS需要滿足電容能量管理及充電指標的要求，在電網側，包括諧波、功率因數和電壓偏差等運行與響應特性也都需要由 PCS實現。由于超級電容的電壓源特性，PCS的結構以電壓源變流器（Voltage Sourced Converter， VSC）為主。大容量 PCS交流側要接入電壓等級較高的電網，而超級電容組的端電壓卻難以達到相應的電壓等級。PCS裝置必須通過適當的降壓措施接入。

采用變壓器降壓接入是解決 VSC直流側與交流側電壓不匹配的最常用方法，目前國際上各種電池儲能工程多是在此基礎上設計的。傳統大容量 PCS的結構如圖2所示，儲能元件作為穩定的電壓源，直接與 VSC的直流側相連。由于 VSC輸出電壓的峰值受儲能元件端電壓限制，故其交流側多為較低的電壓等級，再經由升壓變壓器接入中壓配電網。根據 VSC的運行原理，流過直流側的電流為變化劇烈的脈沖電流，為防止儲能元件頻繁充放電，需加入直流濾波元件；同樣，交流側也需要設置濾波器來抑制輸出電流諧波含量與調節裝置響應速率。

為增加裝置的容量，儲能系統將兩組電容并聯于 VSC直流側。由于各并聯電容組的參數不可能完全一致，不可避免地會產生環流或充放電不均等問題。同時，較低的電壓意味著更大的充放電電流，這將增大散熱系統的設計難度，提高裝置的成本。另外，圖2的 PCS拓撲受 IGBT反并聯二極管的不控整流作用，其輸出電壓不能從 0V起調，難以滿足充電裝置對不同充電模式適應性的要求。

為解決以上問題，以 ABB為代表的一些變流器供應商在 PCS中加入了一級 DC/DC電路，即采用 DC/DC+DC/AC的 PCS模式，如圖3所示。DC/DC變流器可以根據需要匹配電池組端電壓與 VSC直流側電壓，降低系統額定電流，使 PCS裝置更加靈活地與電網電壓匹配。

目前實際儲能工程中的 PCS結構以兩電平為主，其優點是簡單可靠，而缺點則在于系統的開關頻率。城市配電網對接入裝置的電能質量有一定的要求， PCS注入電網的諧波必須控制在較低水平，這就限制了開關器件的最低開關頻率，使得大容量系統中 PCS的效率難以提高。

3 多電平拓撲

多電平變換器技術可以提高系統等效開關頻率，在降低器件開關頻率的同時達到更高的輸出波形質量，是目前大容量變流器的發展趨勢。

多電平變換的基本思想是用多個電平臺階合成階梯波來逼近正弦輸出電壓。由于每個開關器件所承受的電壓應力減小，故變換器可以采用同類開關器件實現更高電壓等級的輸出。根據電平鉗位方式的不同，可將常用的多電平變換器歸結為三種基本拓撲結構：二極管鉗位、懸浮電容鉗位和獨立電源鉗位，如圖4所示。其中，二極管鉗位和懸浮電容器鉗位電路由于自身換流過程的復雜性，所需的鉗位器件數量隨著電平數的升高而增加，不但提高了成本，而且從控制的復雜度及可靠性方面考慮也不理想，因此在實際應用中一般不超過 5電平；若考慮在超級電容儲能領域的應用，二極管鉗位電路在電源 E1‐E4之間存在由二極管組成的充放電通路，可以調節超級電容組之間的電量，而懸浮電容鉗位電路不存在這一通路，直流側仍需多組超級電容直接串聯，可靠性相對較低，因而實用性較差。

相對于前兩者，獨立電源鉗位的鏈式結構控制更加簡單，易于封裝及模塊化，易實現較高的電平數，其可行性在大容量無功補償領域已獲得證明，且在高壓變頻及輕型直流輸電領域也有重要應用。超級電容組作為穩定的電壓源接入鏈式變流器各串聯單元的直流側，可以避免傳統無功補償裝置中的直流電壓均衡問題，由于本項目中僅涉及對超級電容器組實現快速充電，因此平衡各電容器組放電深度便不再考慮。

4 變壓器的高頻化

受開關器件耐壓的限制，除鏈式拓撲外，目前其他的多電平技術尚不足以使變流器直接運行于中壓母線，必須通過變壓器升壓。傳統工頻變壓器具有電氣隔離、電壓變換等功能，在發、輸、配電領域都有著廣泛應用，但笨重的低頻磁路設計使其在占地及噪音等方面都并不理想。大都市中軌道交通對于裝置占地非常敏感，而且變壓器的工頻噪音也易影響附近居民或旅客的出行感受。

采用現代電力電子器件，可以實現工頻交流電與高頻交流電之間的靈活轉化，并采用高頻變壓器來實現電壓的變換。其原理如圖5所示。在具體實現方法上，既可以通過電力電子變換將輸入側工頻交流電直接調制為高頻交流，再通過輸出端變流器解調；也可以增加一級直流環節，采取 AC/DC/AC的方式進行交—交變換。二者相比，采用的開關器件數量相當，而后者的控制策略更加簡單可靠，有望成為今后的發展方向。

高頻變壓器與傳統工頻變壓器的比較如圖6所示。采用高頻變壓器方案的優勢在于裝置的體積小、重量輕、成本低，并可避免傳統工頻變壓器由于鐵心磁飽和造成系統中電壓電流波形畸變的問題；若將開關頻率提高到 20kHz以上，更可極大地降低裝置的運行噪聲。

雖然目前這種電力電子變壓裝置的損耗仍然高于傳統變壓器，但隨著基于碳化硅（SiC）、氮化鎵（GaN）等材料的新一代電力電子元件逐漸成熟，該類方案在中低壓城市電網中將具有良好的前景，也為軌道交通中大容量超級電容器組的快速充電方式提供了新的思路。

5 超級電容快速充電裝置主電路

在前面的分析中，多電平拓撲結構的 PCS可以在沒有降壓變壓器條件下有效適應電網側電壓水平，同時諧波電流小、功率因素高、效率數據均能保持較高水平。但每個級聯模塊的直流母線需要相互獨立，因此，也需引入高頻隔離變壓器方式，導致功率模塊繁多，成本極高。在本項目中采用多電平拓撲是不合理的。故此，提出下面幾個方案進行比較。

5.1 三路（PWM整流器+ZVS降壓斬波支路）并聯運行（圖6）

圖6為3路并聯運行方案，使斬波器 IGBT器件在零電壓條件下發生開關動作，可進一步提高開關頻率，減小器件開關應力和損耗。

5.2 三路（PWM整流器+ZVT降壓斬波支路）并聯運行（圖7）

5.3 共直流母線的 ZVZC全橋變換器拓撲（圖8）

在圖8中為DC/DC全橋變換器，整流側配置 2路 PWM整流器，輸出連接至共用的直流母線，提高整流器部分的冗余，降低器件電流參數。左側橋臂的2個IGBT分別在右側橋臂的2個IGBT之前關斷，則左側 2管組成的橋臂為超前橋臂，而后關斷的右側 2管組成的橋臂為滯后橋臂，特別值得關注的是滯后橋臂開關管的兩端不能連接并聯電容，否則當開關管在開通時，其連接并聯電容上電壓不能降為零，并聯電容上的能量將會全部消耗到開關管中，還會產生很大的電流尖峰，造成開關損壞。本方案主電路的超前橋臂為零電壓開關，而滯后橋臂為零電流開關，采用 ZVZC SPWM全橋變換器控制方式。ZVZC SPWM全橋變換器不需要外加諧振電感，它可以在寬范圍內實現超前管的 ZVS和滯后管的 ZCS開關，電路結構簡潔。但對高頻變壓器的一次側漏感要求苛刻，生產繞制非常困難，雖然電路后橋臂串聯反向截止二極管可實現原邊開關管零電流開關，但是串聯二極管正向導通時損耗依然較大，效率降低。

5.4 模塊并聯的 ZVZC全橋變換器拓撲（圖9）

圖8是圖9方案的模塊并聯方案，可靠性、冗余度及擴展性等方面具有明顯優勢。但目前鐵氧體磁性處理的有效功率仍是技術瓶頸，而采用非晶、微晶和超微晶鐵芯材料的高頻隔離變壓器的制作比較復雜，制造成本很高。

6 方案選擇

綜合上述分析，圖7方案應作為首選。系統為3路有冗余，當一個并聯充電模塊發生故障退出運行后，其他兩路模塊仍能正常運行，實現車載超級電容器組的降額充電。能使斬波器 IGBT器件在零電壓條件下發生開關動作，可進一步提高開關頻率，減小器件開關應力和損耗。能夠滿足輸出電壓在0～950V可調。

[1]張方華.雙向DC/DC 變換器的研究[D].南京：南京航空航天大學，2004.

[2]劉鐘淇.基于模塊化多電平變流器的輕型直流輸電系統研究[D].北京：清華大學，2010.

[3]蔡宣三，龔紹文.高頻功率電子學[M].北京：水利水電出版社，2009.