一種新型的共用滯后橋臂的零電壓開關混合型變換器

袁 文 沙德尚 于夢園

一種新型的共用滯后橋臂的零電壓開關混合型變換器

袁 文 沙德尚 于夢園

（北京理工大學自動化學院 北京 100081）

本文提出了一種新穎的實現滯后橋臂軟開關的全橋混合型變換器。半橋 LLC與全橋共用一個滯后橋臂，保證該橋臂開關管實現全范圍的ZVS，LLC輸出回饋到直流母線側，變換器工作在恒定頻率，總的輸出由全橋通過移相來控制。同時使開關頻率大于諧振頻率，LLC輸出功率在滿足軟開關情況下盡可能小，可有效降低損耗。最后研制了一臺 3kW樣機，驗證了該方案的可行性，實驗結果表明滯后橋臂能夠實現全范圍的軟開關。

全范圍 軟開關 共用滯后橋臂 恒頻

1 引言

加熱電源需要輸出很大的電流，在短時間內通過電阻絲發熱達到所需的溫度。作為隔離式 Buck變換器，全橋在低壓大電流輸出場合得到了廣泛的應用。但傳統的移相全橋并不能實現全范圍的軟開關，尤其在輕載時，由于漏感中能量少，不足以抽走滯后橋臂即將開通的開關管上結電容（或附加電容）的電荷，并給同一橋臂將要關斷開關管結電容（或附加電容）充電[1-2]。這就使傳統移相全橋變換器在負載變化較大的場合下工作效率有所降低，并限制了其使用范圍。為了解決輕載時滯后橋臂軟開關問題，國內外學者已提出了很多方法。文獻[3]采用了一次側串聯飽和電感的方法，但會給變換器的小型化和整體化帶來困難，同時漏感的引入會使占空比丟失更嚴重。文獻[4]提出一種改進的電流倍流整流的移相全橋電路，能夠實現滯后橋臂更寬范圍的ZVS，該拓撲的一個特點是輕載時容易實現滯后橋臂的軟開關，重載時容易實現超前橋臂的軟開關。文獻[5-6]增加了有源網絡，實現寬范圍的軟開關。由于有源器件需要額外的驅動電路，使得系統變得更加復雜。文獻[7]將輔助網絡并聯在變壓器中點和地之間，利用主變壓器電壓和輔助網絡電壓兩者互補的特點，不但拓寬了軟開關范圍，而且能減小重載下的導通損耗。文獻[8]通過添加一個對稱的無源輔助網絡，實現了滯后橋臂從空載到滿載的軟開關。文獻[9]通過輕載時增加滯后橋臂死區時間來實現軟開關，在不添加其器件的情況下取得了較好的效果。文獻[10]提出了一種實現寬范圍ZVS的方法，但LLC電路中的能量僅在環流時傳遞到二次側。文獻[11]提出了一種高效的全橋半橋混合式變換器，全橋和半橋共用一個滯后橋臂，通過半橋 LLC諧振電路的作用，能實現滯后橋臂全范圍的ZVS。全橋的輸出和LLC諧振的輸出串聯，開關頻率恒定，LLC諧振輸出開環，因此當輸出電壓要求很低時，失去了調節能力。

為了適應低壓大電流輸出應用，本文采用LLC諧振電路與全橋電路共用滯后橋臂來解決輕載時軟開關的問題，同時將 LLC的輸出回饋到直流母線側，從而避免了LLC輸出不可控的問題，同時提高了輕載時變換器的效率。

本文首先詳細分析了該變換器的工作原理，然后討論具體參數的設計和選取原則，最后通過一臺3kW的原理樣機驗證了理論分析的正確性。

2 工作原理

圖1所示為本文所采用的拓撲結構。全橋由四個開關管 S1、S2、S3、S4和變壓器 TR1以及二次整流管 VDR1、VDR2和濾波電感 Lf、負載組成；半橋LLC諧振電路由共用的滯后橋臂S2、S4和諧振電感Lr、諧振電容 Cr、變壓器 TR2以及整流管 VDR3、VDR4組成。

圖1 新型變換器的拓撲結構Fig.1 Circuit diagram of the proposed converter

圖2 給出了該變換器的主要波形圖。為了便于分析，假定所有元器件都是理想狀態，包括開關管、二極管、電容和電感等。二次濾波電感足夠大，在一個周期內，可視為恒流源。C1=C3=Clead，C2=C4=Clag。

圖2 變換器的主要波形Fig.2 Key waveforms of the novel ZVS converter

在半個周期內，一共有七個模態：

（1）模態1[t0～t1]。如圖 3a所示。t0～t1時刻，開關管S1和S4導通，二次側二極管 VDR1導通，能量傳遞到二次側。該階段一次電流可近似表示為，t0≤t≤t1，n1為變壓器電壓比，Io為輸出電流。同時 VDR4導通，LLC中能量流向直流母線側。

（2）模態 2[t1～t2]。如圖 3b所示。t1時刻后，開關管 S1關斷，此時二次電感與一次漏感等效于串聯，工作在恒流模式，一次電流基本沒有大的變化，以恒定的值分別給結電容C1、C3充放電。

圖3 各工作模態的等效電路圖Fig.3 Equivalent circuits for each operating mode

（3）模態 3[t2～t3]。如圖 3c所示。在t2時刻，電容的充放電完成，S3兩端電壓已經降為零，此時開通S3，實現了軟開通。一次電流由開關管體二極管 VD3續流，電路處于環流狀態，該電流可近似認為恒定值。為了保證超前橋臂軟開關，死區時間tdead應滿足：tdead＞t12。

（4）模態4[t3～t4]。如圖 3d所示。t3時刻，開關管 S4關斷，變壓器一次漏感的能量和 LLC諧振電路中的能量給滯后橋臂的結電容充放電。輕載時，漏感中能量不足，一次電流 ip1不能完全實現對 C4、C2的充放電，此時，諧振電流ip2通過C4和C2，直至C4兩端電壓上升為 Vin，C2兩端電壓降為零。因為一次電流 ip1很小，電容 C4、C2充放電的完成主要由諧振電流ip2決定。到 t4時刻，充放電已完成，該模態結束。

（5）模態 5[t4～t5]。如圖 3e所示。在t4時刻，電容C2兩端電壓VC2變為零，開關管體二極管 VD2導通，此后開通 S2，就能實現滯后橋臂的軟開通。二次側二極管 VDR1和 VDR2同時導通續流，AB兩點的電壓變為-Vin，一次電流開始以恒定斜率減小。該階段有如下兩種情況：①若漏感中能量足夠大，即 S2開通時間在一次電流 ip1反向前，當一次電流ip1完成對C4、C2的充放電后，VD2自動導通，此時ip1和LLC諧振電流ip2共同經 VD2回饋到直流母線側；②若漏感中能量很小，即S2開通時間在一次電流 ip1反向后，當一次電流 ip1和 LLC諧振電流 ip2完成對C4、C2的充放電后，由于t4時刻，一次電流較小，漏感在電壓-Vin作用下，電流很快反向。全橋一次電流ip1表達式為

（6）模態 6[t5～t6]。如圖3f所示。在 t5時刻，一次電流下降到零并開始反向，此時一次電流不足以提供負載電流，因此二次側二極管 VDR1和VDR2同時導通。電源電壓反向加在漏感上，一次電流反向線性增加。

同時 LLC中的諧振電流 ip2下降到等于勵磁電感的電流iLm后很快反向，其二次二極管 VDR4開始導通。到t6時刻，全橋一次電流達到折算到一次側的負載電流，該模態結束。此時，VDR1關斷，VDR2流過全部負載電流。

（7）模態7[t6～t7]。如圖3g所示。t6時刻過后，能量由一次側傳遞到二次側，一次側電流可表示為。變壓器開始另半個周期的工作，其工作情況類似于上述的半個周期。

3 相關理論分析

3.1 ZVS實現條件

由于移相全橋在輕載時，滯后橋臂不易實現軟開關，所以只要能夠實現負載最輕時的軟開關，就能保證實現全范圍的軟開關。為了便于分析，規定負載最輕時負載電流為 Iomin。假設全橋漏感很小，且輕載時一次電流也很小，因此本文忽略漏感中的能量，即實現滯后橋臂的軟開關完全依靠LLC諧振電路中的能量。

若將 S4關斷時刻t3記為零時刻，電容 C2、C4、Cr的電壓初值分別記為 Vin、0、VCr(t3)，諧振電流初值記為ip2(t3)。則諧振電流為

當VC4上升到Vin后，一共需要時長為t34，即

為了實現滯后橋臂的軟開關，只需在死區時間內完成對C4、C2的充放電。因此要滿足如下關系：t34＜tdead。假設在tdead時刻，諧振電流剛好完成充放電，且該時刻諧振電流為 I1，如圖 4所示。為了簡化分析，在死區時間內。ip2(t3)以恒定斜率下降到 I1。則為了實現ZVS，I1需滿足如下關系

圖4 簡化電路Fig.4 Simplified analysis diagram

3.2 LLC等效輸出負載

于是有

等效電阻阻值 Re和 fn的關系如圖5所示。

圖5 等效負載Re和歸一化頻率fn的關系曲線圖Fig.5 The equivalent impedance Reas fnvaries

3.3 LLC部分參數的選取依據

為了實現ZVS，則必須 LLC的等效負載大于臨界負載，取 fn＞1。由文獻[13]，

圖6 等效負載和臨界負載之間的關系曲線Fig.6 The figure of equivalent load compared with critical load

由圖6可知，當開關頻率小于諧振頻率時，即fs＜fr，電路等效負載和臨界負載很接近，不能保證諧振網絡成感性，因此不滿足開關管實現ZVS的條件，于是取fn＞1。

規定直流電流增益為，則可用如下表達式描述[14]

電流增益和匝比的關系如圖 7所示。

圖7 匝比n2和電流增益之間的關系曲線Fig.7 The relationship between turns ratio n2and current gain

由圖7可知，n2越小，電流增益越大。在能實現滯后橋臂軟開關的情況下，為了減小能量損耗，諧振電路中電流應盡量小。折中考慮，取n2=1/3。

4 實驗結果

為了驗證本文提出的變換器的可行性，研制了一臺 3kW 的樣機。相關指標如下：輸入電壓 Vin= 220(1±10%)V，輸出電流 30～330A，開關頻率50kHz。其中樣機如圖8所示。

圖8 樣機實物圖Fig.8 Prototype of the proposed converter

變換器元器件的選取如下表所示。

圖 9a、圖 9b分別是添加輔助網絡前后的實驗波形。輸出電流都為100A（由于輸出電流更小時，傳統的移相全橋因為硬開關的原因可能損壞器件，所以選擇100A來對比），從圖9a可知，此時傳統的移相全橋已經不能實現滯后橋臂的軟開關了。圖9b是改進后的移相全橋的實驗波形，由圖可以看出，解決了輕載時的軟開關問題。

圖9 改進前后的PSFB波形Fig.9 The waveforms of the conventional and PSFB proposed

圖10 所示為改進后的移相全橋輕載時（輸出電流Io1=30A）的相關實驗波形。從圖10可知，由于輔助網絡的添加，在滯后橋臂開關管開通時，變壓器一次電壓沒有出現振蕩，實現了軟開關。

圖10 輸出電流Io1=30A（輕載）時的實驗波形Fig.10 The experimental waveforms of light load (the output current Io1=30A)

圖11 是滿載時相關的實驗波形。半橋LLC的輸出電流io2、諧振電流ip2、諧振電容電壓 VCr和輕載時一樣，與理論相符合，不受全橋輸出變化的影響。圖12是測量的變換器的效率曲線。由圖可以看出，輕載時由于實現了變換器的軟開關，效率較傳統的移相全橋有明顯的提高，重載時由于移相全橋自身能夠實現所有開關管的ZVS，因此添加的輔助網絡對變換器效率基本沒有什么影響，故效率與傳統的移相全橋接近。

圖11 輸出電流Io1=330A（滿載）時的實驗波形Fig.11 The experimental waveforms of full load (the output current Io1=330A)

圖12 變換器效率曲線Fig.12 Measured efficiency of converter

5 結論

傳統的LLC雖能實現MOSFETs的ZVS，但完全通過開關頻率的調節來滿足寬范圍輸出的要求比較困難，而移相全橋不能實現全范圍的軟開關，但移相控制方式滯后橋臂是固定占空比，這為兩種變換器的混合提供了條件。本文提出的混合型變換器不僅能解決輕載時滯后橋臂的軟開關，同時變換器開關頻率恒定，LLC諧振變換器輸出回饋到直流母線側，這樣半橋LLC的輸出與總的輸出沒有聯系，避免了開環情況下 LLC諧振的輸出不可控帶來的問題，相反，總的輸出完全可由全橋通過移相控制來調節。

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A Novel Full-Range ZVS Hybrid Converter with Shared Lagging Leg

Yuan Wen Sha Deshang Yu Mengyuan

（Beijing Institute of Technology Beijing 100081 China）

A novel wide-range zero-voltage switching(ZVS) phase-shift full-bridge(PS-FB) converter is proposed in this paper. The proposed converter combining the FB and half-bridge(HB) LLC resonant converters’ configuration with shared lagging leg. The output of LLC resonant circuit is connected to the DC bus, so the terminal output of the converter can be modulated at a constant frequency by FB totally. In order to reduce energy loss, the resonant current should be low enough in the condition of achieving ZVS of lagging leg. The operational principle and ana lysis of the proposed converter are presented and verified by the 3kW prototype.

Full-range, ZVS, shared lagging leg, constant frequency

TM46

袁 文 男，1987年生，碩士研究生，研究方向為高頻DC/DC變換器及軟開關技術。

北京自然科學基金（3132032），教育部新世紀優秀人才（NCET-13-0043），新能源電力系統國家重點實驗室開放課題（2014），國家人事部留學歸國人員擇優資助項目（2014），北京理工大學基礎研究基金（20120642009）。

2013-05-05 改稿日期 2013-06-03

沙德尚 男，1977年生，副教授，博士生導師，研究方向為電力電子高頻變換、新能源發電及微電網技術。