雙耦合電感二次型高升壓增益DC-DC變換器

曹太強 劉 威 郭筱瑛 陳章勇 王 軍 孫 章 游 芳 羅 謙

雙耦合電感二次型高升壓增益DC-DC變換器

曹太強1劉 威1郭筱瑛2陳章勇3王 軍1孫 章1游 芳1羅 謙4

（1. 西華大學電氣與電子信息學院 成都 610039 2. 攀枝花學院電氣信息工程學院 攀枝花 617000 3. 西南交通大學電氣工程學院 成都 610031 4. 中國民用航空局第二研究所信息技術分公司 成都 610041）

提出一種雙耦合電感單開關二次型高增益變換器。在傳統單開關二次型 Boost變換器拓撲的基礎上，在前級 Boost電路單元引入耦合電感，輸出端疊加以提升變換器的升壓增益特性；同時，通過在后級 Boost電路單元引入耦合電感，進一步減小開關管的電壓應力。此外，采用無源無損吸收電路抑制了開關管兩端的電壓尖峰，從而可選取低導通電阻、低電壓等級的MOSFET以降低開關管的導通損耗，提高了變換器的效率。文中詳細分析了變換器的工作原理及工作特性，最后通過搭建一臺200W、18V/200V的實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

新能源 二次型Boost變換器 耦合電感 高升壓增益 無源無損吸收電路

1 引言

近年來清潔能源的開發越來越受到人們的關注。而光伏、燃料電池等新能源系統具有低輸出電壓特性，因此，具有高升壓增益的前級 DC-DC變換器成為功率調節系統[1-3]的重要組成部分。傳統具有升壓增益特性的 Boost換器拓撲，受電路寄生參數的限制，升壓增益特性受限[4]。另外，在滿足高升壓增益的需求下，傳統 Boost變換器工作于極限占空比，開關管和輸出二極管的電流紋波較大，導致開關管的開關損耗和二極管反向恢復損耗增大，變換器效率較低。此外，Boost變換器開關管電壓200W、20 V/200 V的實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

應力鉗位在輸出電壓，且工作于極限占空比時變換器的動態調節范圍也受限。通過有效調節變壓器變比，隔離型或耦合電感變換器可獲得高升壓增益特性，變壓器漏感卻在開關管兩端帶來較為嚴重的電壓尖峰，從而需要增加額外的輔助吸收電路[5-7]抑制電壓尖峰和回收漏感能量。為了進一步減小功率調節系統的成本和提升變換器的效率，非隔離高增益變換器拓撲受到國內外研究者的廣泛關注[8-23]。

為了獲得變換器的高升壓增益特性，避免工作于極限占空比，目前國內外研究學者提出了基于二極管和電容的電壓舉升單元、開關電容（Switch Capacitor, SC）[8-11]或電壓乘法單元（Voltage Multiplier Cell, VMC）[12]、開關電感單元[10,13]的高升壓增益變換器。然而，升壓增益越高，需要采用的級聯單元越多，增加了變換器的成本和電路復雜度。將變換器的輸出端串聯得到的變換器拓撲[14]提升了變換器的增益特性，但電路較為復雜。通過將傳統 Boost變換器級聯，得到的級聯變換器[15]體現的增益特性為傳統 Boost變換器輸入輸出電壓傳輸比的平方，卻采用了兩個開關管，增加了電路拓撲的控制復雜度。文獻[16]提出的二次型變換器，僅使用一個開關管實現了變換器的高增益特性，但開關管電壓應力鉗位在輸出電壓，在高輸出電壓場合，高電壓等級的 MOSFET導致變換器的成本較高且導通損耗較大，降低了變換器的效率。在二次型Boost變換器拓撲的基礎上，引入電壓舉升單元或乘法器單元[17-21]，雖然擴展了變換器的增益特性，但提升的增益有限。由文獻[22]可知，采用耦合電感技術可減小變換器開關管的電壓應力?；诖怂悸罚墨I[23]在二次型Boost變換器拓撲的后級電路單元引入耦合電感，將耦合電感二次側與二次型Boost變換器的輸出電容疊加，提升了變換器的增益，減小了開關管的電壓應力。

基于以上研究，本文提出了如圖 1a所示的雙耦合電感高升壓變換器拓撲，在二次型 Boost變換器前級引入耦合電感 Flyback單元，且輸出端與二次型變換器的輸出電容疊加以提高變換器的增益特性。同時，在后級 Boost變換器引入耦合電感單元，進一步減小開關管的電壓應力，采用由二極管和電容組成的無源無損吸收電路抑制開關管兩端的電壓尖峰，回收了漏感能量，進而可選取低導通電阻、低電壓等級的MOSFET以減小變換器的成本且提高了變換器的效率。文中詳細分析了該變換器工作原理及其工作特性。最后，通過搭建一臺

2 工作原理分析

2.1 電路拓撲

圖1a為雙耦合電感二次型Boost高增益變換器拓撲，圖 1b為等效電路。其中，耦合電感 T1、T2分別由漏感 Ls1和Ls2、勵磁電感 Lm1和 Lm2、匝比為np1: ns1和 np2: ns2的理想變壓器構成，n1=ns1/np1，n2=ns2/np2。二極管 VDc和電容 Cc組成無源無損吸收電路，在主開關管 S1關斷后，漏感 Ls2通過二極管VDc向吸收電容 Cc釋放能量，而漏感 Ls1通過二極管 VD1向吸收電容C1釋放能量。VDo1、VDo2為輸出二極管，C1為中間儲能電容，Co1、Co2為輸出濾波電容，Ro為負載電阻。為簡化分析，假設

（1）除反并聯二極管 VDs1與寄生電容Cs1外，開關管S1和二極管是理想器件。

（2）電容C1、Cc、Co1、Co2上的電壓保持恒定。

圖1 雙耦合電感二次型Boost高增益變換器Fig.1 High voltage gain two-coupled-inductor-based quadratic Boost converter

2.2 工作模態分析

如圖2所示為變換器的關鍵工作波形，在一個開關周期內，變換器存在如圖3所示的4種工作模態。在開關周期開始之前，電感電流 im1、im2大于零，輸出二極管VDo1、VDo2導通。

模態 1[t0～t1]：t0時刻，驅動脈沖信號 Vgs1加在開關管S1兩端，開關管S1導通，二極管VD1、VDo1關斷，二極管 VD2導通，勵磁電感電流 im2線性上升。輸出二極管 VDo2導通，im1線性下降，在開關管 S1導通時，漏感電流即輸入電流迅速上升，輸出二極管電流iVDo2下降到零，當輸入電流等于勵磁電感電流im1時，二極管VDo2實現零電流關斷，此工作模態結束。在此階段，勵磁電感電流 im1、im2可表示為

圖2 變換器的主要工作波形Fig.2 Typical waveforms of the proposed converter

圖3 工作模態等效電路Fig.3 Equivalent circuit of the proposed converter

模態 2[t1～t2]：t1時刻，輸入電流等于勵磁電感電流im1，二極管VDo2電流下降到零，VDo2實現零電流關斷。此時，勵磁電感Lm1、Lm2兩端電壓分別為Vin和 VC1，電感電流 im1、im2線性上升。輸出電容Co1、Co2串聯向負載放電。

模態 3[t2～t3]：t2時刻，開關管 S1關斷，二極管 VD2關斷，為提供漏感電流 iS1的續流通路，二極管VD1導通，中間電容C1充電。吸收二極管VDc導通，漏感電流 iLs向電容 Cc釋放，同時為提供勵磁電感 Lm1、Lm2的續流路徑，輸出二極管 VDo1、VDo2導通，勵磁電感電流im1、im2線性下降

當漏感Ls2的能量釋放完畢，此工作模態結束。

模態 4[t3～t4]：t3時刻，漏感電流iLs下降到零，二極管 VDc實現零電流關斷，二極管 VDo1、VDo2繼續導通，勵磁電感電流 im1、im2繼續線性下降。電容Cc通過輸出二極管 VDo1向負載傳遞能量，輸出濾波電容 Co1、Co2充電，直到下一個開關周期驅動脈沖的到來。

2.3 增益特性分析

由于模態2的工作時間較短，在進行穩態分析時，忽略其影響。在開關管S1導通階段，加在勵磁電感Lm1、Lm2兩端的電壓可表示為

式中，D 為開關管占空比，Ts為開關周期，參數k1=Lm1/(Lm1+Ls1)，k2=Lm2/(Lm2+Ls2)。

在開關管S1關斷階段，輸出電容電壓可表示為

由模態3和模態4的分析可知

聯立式（7）～式（12），求解可得變換器的輸出電壓 Vo1、Vo2，吸收電容電壓 VCc，中間儲能電容電壓VC1分別為

由此可得，變換器的增益特性

理想情況下，認為變壓器T1、T2漏感遠遠小于勵磁電感，可近似取參數k1=k2=1，由此可得變換器的增益為

圖 4繪制了在參數k1、k2不變耦合電感變比改變時變換器隨占空比變化的增益特性曲線。圖5給出了參數 k1、k2變化耦合電感不變時變換器隨占空比變化的增益特性曲線。由此可知，有效調節耦合電感變比，可實現變換器的高增益特性，同時，變壓器漏感增大，即耦合電感系數k1、k2減小，變換器的增益也隨之減小。圖 6給出了對已有文獻[18, 23]的高增益變換器拓撲增益對比曲線，其中，文獻[23]所提出的變換器變比參數選取 n=3，本文所提出的變換器的變比參數n1=1，n2=3，k1=k2=1。由圖6可知，本文所提出的變換器與已有文獻的變換器進行比較，具有更高的增益，從而可進一步避免極限占空比的出現，以提高變換器的效率。

圖4 耦合電感變比變化時變換器的增益對比曲線Fig.4 Gain curves of the proposed converter with different values of turns ratio but the same coupling coeff i cient

圖5 漏感系數變化時變換器的增益對比曲線Fig.5 Gain curves of the proposed converter with different values of coupling coeff i cient but the same turns ratio

圖6 變換器的增益對比曲線Fig.6 Comparison of voltage gain versus duty cycle for four types of converters

2.4 勵磁電感 Lm1的臨界條件

由文獻[24]的分析可知，二次型變換器工作于CCM-CCM時，可減小開關器件的紋波，以簡化輸入濾波器的設計。對于勵磁電感 Lm1，工作于連續導電模式需滿足的條件為

式中，Im1和Δim1分別為勵磁電感Lm1的電流平均值和電流紋波。

由 2.2節變換器的工作模態分析可知，假設輸出功率等于輸入功率，即VoIo=VinIin，其中，Iin為輸入電流平均值，因此，Im1可表示為

勵磁電感電流紋波值Δim1可表示為

式中，Im2和Δim2分別為勵磁電感Lm2的電流平均值和電流紋波。

由此可得出勵磁電感 Lm1的臨界條件2Im1＞Δim1

式中，電路參數K1、Kcrit1(n1,n2,D) 可表示為

由式（21）可知，參量 Kcrit1(n1,n2,D) 在耦合電感變比一定時隨占空比D變化的曲線如圖7所示。由圖 7可知，如果參量滿足 K1＞Kcrit1(n1,n2,D)，勵磁電感 Lm1工作于連續導電模式；反之，則工作于斷續導電模式。

圖7 變換器勵磁電感Lm1的臨界條件Fig.7 Boundary condition for magnetizing inductor Lm1

2.5 勵磁電感Lm2的臨界條件

一般認為勵磁電感 Lm2較大，故勵磁電感電流用平均值代替，所得的變換器的簡化工作波形如圖8所示，其中，Im2為勵磁電感 Lm2的平均值，D為開關管 S1的導通占空比，VD1為吸收二極管 VDc的導通占空比，Ts為開關周期。對于勵磁電感Lm2，工作于連續導電模式需滿足的條件為

圖8 變換器的簡化工作波形Fig.8 Simplified waveforms for proposed converter

由文獻[6]的分析可知，由電容 Cc的電荷平衡可得出二極管VDc的導通占空比可表示為

因此，由圖 8中iLs的工作波形可求得

由 2.2節變換器的工作模態分析可知，勵磁電感電流平均值 Im2可表示為

聯立式（24）、式（25）可得

勵磁電感電流紋波值Δim2可表示為

Δ

=CV

i DT

L

m2 s m2

1

（27）

由此可得出勵磁電感 Lm1的臨界條件

式中，電路參數K2、Kcri2(n1,n2,D) 可表示為

由式（30）可知，參量 Kcrit2(n1,n2,D) 在耦合電感變比一定時隨占空比 D變化的曲線如圖 9所示。由圖 9可知，如果參量滿足K2＞Kcrit2(n1,n2,D),勵磁電感 Lm2工作于連續導電模式；反之，則工作于斷續導電模式。

圖9 變換器勵磁電感Lm2的臨界條件Fig.9 Boundary condition for magnetizing inductor Lm2

2.6 開關管與二極管電壓應力分析

在不考慮漏感影響的情況下，可得開關管 S1和續流二極管VDo1、VDo2的電壓應力分別為

二極管VD1、VD2的電壓應力分別為

由式（31）～式（35）可知，雙耦合電感二次型Boost高增益變換器開關管S1和二極管VD1、VD2的電壓應力與耦合電感變比無關，而且該變換器避免極限占空比，進一步減小了其電壓應力。二極管VDo1、VDo2的電壓應力雖然與耦合電感變比有關，但通過合理設計耦合電感變比 n1、n2，可優化二極管的電壓應力。

3 性能比較分析

下表所示為雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器的工作特性與傳統高增益變換器的對比分析結果，圖10給出了四種變換器開關管電壓應力對比曲線。由圖10可知，在輸出電壓Vo相同的情況下，在較寬占空比范圍內，本文所提出的變換器實現了更低的開關管電壓應力，從而可選取低電壓等級的MOSFET以減小變換器的成本和損耗，提升變換器的效率。此外，同等條件下選取較小的占空比可進一步減小變換器中二極管的電壓應力。

表 工作特性對比分析Tab. Comparative analysis of operating characteristics

4 實驗結果與分析

4.1 實驗參數

為了驗證理論分析的正確性，設計并制作了一臺雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器的實驗樣機，變換器主要參數選取如下：額定輸出功率Po= 100W，輸入電壓Vin= 18 V，輸出電壓Vo=200V，負載電阻 Ro=400Ω，開關頻率 fs=100kHz，輸出電容Co= 220μF，吸收電容Cc=2.2μF，中間儲能電容C1=4.7μF。

此外，由電路關鍵參數可知，變換器的增益為200V/18V=11。由于耦合電感變比太大會增加二極管的電壓應力，考慮一定的電壓裕量后，折中選取變壓器變比 n1=n2=3，根據式（15）計算出所需的占空比D=0.48。耦合電感選取TDK公司的ETD34磁心，一、二次繞組匝比為 15T:45T，一次勵磁電感的使變換器工作于連續導電模式，由 2.4節和 2.5節勵磁電感臨界條件分析可知，滿足電路參數條件的臨界值Kcrit1(n1,n2,D)=2.751×10-3，Kcri2(n1,n2,D)=0.01，因此，電路參數 K1,K2均要大于臨界值，故需滿足K1, K2＞Max(Kcrit1(n1,n2,D), Kcrit2(n1,n2,D))，有Lm＞0.01RoTs/2=20μH，文中選取Lm=50μH。此外，繞制的變壓器漏感為勵磁電感的3%，漏感為1.5μH。由此可以計算出鉗位電容 Cc兩端的電壓為 VCc=64V。由此可知，開關管 S1和吸收二極管 VDc的電壓應力均為64V，二極管 VDo1和 VDo2的電壓應力分別為104V和200V，二極管VD1和VD2的電壓應力為35V和 32V，考慮一定裕量，選取開關管 S1型號STP19NF20（VDSS=200V，RDS(on)=0.16Ω），選取二極管VDc、VD1、VD2為電壓等級為150V的肖特基二極管STPS3150，二極管 VDo1、VDo2為電壓等級為400V的快恢復二極管STTH8R04。

4.2 實驗結果

圖11～圖16所示為滿載工作時，雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器的實驗波形。圖 11為開關管 S1兩端電壓波形和耦合電感一次漏感電流波形，實驗波形與理論分析波形基本一致，且由圖11可知，開關管兩端電壓幾乎被鉗位在 64V，與理論計算基本一致。但從實驗結果中可以看出，開關管兩端仍存在一定的電壓尖峰，其原因由吸收二極管兩端的寄生電容和吸收電容與漏感諧振所致。圖 12和圖 13分別為耦合電感 T1、T2一、二次側實驗波形圖，圖 14為流過吸收電路的電流實驗波形。由圖 14可知，吸收二極管 VDc實現零電流關斷，且為漏感提供電流流通路徑，實現了漏感能量的回收。圖15為二極管 VD1、VD2電流實驗波形圖，也驗證了工作模態分析的正確性。圖16為測試的輸出電壓波形圖和鉗位電壓實驗波形，由圖16可知，鉗位電容電壓被鉗位在 64V，輸出電壓為200V，與理論分析基本一致。

圖11 開關管S1的漏源電壓、耦合電感一次電流波形Fig.11 Voltage waveforms for switch and current waveforms for coupled-inductor

圖12 輸出二極管VDo2的電流實驗波形Fig.12 Experimental current of output diode VDo2

圖13 輸出二極管VDo1的電流實驗波形Fig.13 Experimental current of output diode VDo1

圖14 吸收電路的電流實驗波形Fig.14 Experimental current waveforms of passive lossless snubber

圖15 二極管VD1、VD2電流波形Fig.15 Experimental current waveforms for the diode VD1、VD2

圖16 輸出電壓與鉗位電壓波形Fig.16 Output voltage and voltage across the capacitor Cc

圖17 所示為本文提出的雙耦合電感二次型Boost高增益變換器的效率對比曲線，由圖17可知，雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器的最高效率可達到 92.5%，在滿載 Po=100W 時，變換器的效率為92%；而文獻[17, 18]所提出的變換器最高效率分別為91%和91.5%。與文獻[17, 18]所提出的變換器拓撲電路相比，在相同輸入輸出電路參數的情況下，本文所提出的變換器在二次型 Boost變換器中引入耦合電感，降低了開關管的電壓應力，同時減小了占空比，因此，低導通電阻、低電壓等級的MOSFET減小了變換器的導通損耗，從而提高變換器的效率；而且，增加吸收電路開關管兩端的電壓尖峰得到抑制，漏感能量得到有效利用，漏感能量向負載傳遞，進一步提升了變換器的效率。

圖17 效率曲線Fig.17 Efficiency of experimental results

5 結論

本文提出了一種雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器，給出了變換器工作模態的詳細分析，并推導了變換器的穩態增益特性，且推導了勵磁電感電流連續時的臨界條件，同時與傳統二次型高增益變換器做了性能對比分析。實驗結果表明，本文提出的雙耦合電感二次型 Boost高增益變換器在傳統二次型 Boost變換器拓撲的基礎上，引入雙耦合電感，減小了開關管的電壓應力，而且采用無源無損吸收電路抑制了開關管兩端的電壓尖峰，回收了漏感能量。基于以上優點，該變換器為光伏、燃料電池等需要高增益 DC-DC變換器的新能源場合提供了解決方案。

[1] Lai C M, Pan C T, Cheng M C. High-efficiency modular high step-up interleaved boost converter for DC-microgrid applications[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2012, 48(1): 161-171.

[2] Chen S M, Liang T J, Yang L S, et al. A safety enhanced, high step-up DC-DC converter for AC photovoltaic module application[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(4): 1809-1817.

[3] Tseng K C, Tsai M H, Chan C Y. Design of high step-up conversion circuit for fuel cell power supply system[C]. IEEE International Symposium on Next-Generation Electronics (ISNE), Kaohsiung, Taiwan, 2013: 506-509.

[4] R W Erickson, D Maksimovic. Fundamentals of Power Electronics[M]. 2nd ed. New York: John Wiley, 1997. [5] Zhao Y, Li W, Deng Y, et al. High step-up Boost converter with passive lossless clamp circuit for nonisolated high step-up applications[J]. IET Power Electronics, 2011, 4(8): 851-859.

[6] Zhao Q, Lee F C. High-efficiency, high step-up DC-DC converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2003, 18(1): 65-73.

[7] Wu T F, Lai Y S, Hung J C, et al. Boost converter with coupled inductors and Buck-Boost type of active clamp[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 55(1): 154-162.

[8] 陸治國, 鄭路遙, 馬召鼎, 等. 帶開關電容網絡的交錯并聯高增益 Boost變換器[J]. 電工技術學報,2012, 27(11): 153-159.

Lu Zhiguo, Zheng Luyao, et al. Interleaved high gain boost converter with switched capacitor network[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(11): 153-159.

[9] 羅全明, 閆歡, 支樹播, 等. 一種交錯控制高增益ZCT Boost變換器[J]. 中國電機工程學報, 2013, 33(12): 18-23. Luo Quanming, Yan Huan, Zhi Shubo, et al. An interleaved high step-up zero-current-transition boost converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(12): 18-23.

[10] Axelrod B, Berkovich Y, Ioinovici A. Switchedcapacitor/switched-inductor structures for getting transformerless hybrid DC-DC PWM converters[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, 2008, 55(2): 687-696.

[11] Yu Tang, Ting Wang, Yaohua He. A switched-capacitor based active-network converter with high voltage gain [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(6): 2959-2968.

[12] Kuo-Ching Tseng, Chi-Chih Huang, Wei-Yuan Shih. A high step-up converter with a voltage multiplier module for a photovoltaic system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(6): 3047-3057.

[13] Hwu K I, Yau Y T. High step-up converter based on charge pump and boost converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(5): 2484-2494.

[14] 陸治國, 劉捷豐, 鄭路遙, 等. 輸入串聯輸出串聯高增益 Boost變換器[J]. 中國電機工程學報, 2011, 30(30): 27-31.

Lu Zhiguo, Liu Jiefeng, Zheng Luyao, et al. Inputseries output-series high gain boost converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2011, 30(30): 27-31.

[15] Matsuo H, Harada K. The cascade connection of switching regulators[J]. IEEE Transactions on Industry Application, 1976, 12(2): 192-198.

[16] Maksimovic D, Cuk S. Switching converters with wide DC conversion range[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1991, 6(1): 151-157.

[17] Yang P, Xu J, Zhou G, et al. A new quadratic boost converter with high voltage step-up ratio and reduced voltage stress[C]. 2012 7th International IEEE Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC), 2012, 2: 1164-1168.

[18] Zhang S, Xu J, Yang P. A single-switch high gain quadratic boost converter based on voltage-lift-technique[C]. IEEE IPEC, 2012 Conference on Power & Energy, 2012: 71-75.

[19] Chen S M, Liang T J, Yang L S, et al. A quadratic high step-up DC-DC converter with voltage multiplier [C]. 2011 IEEE International Electric Machines & Drives Conference (IEMDC), 2011: 1025-1029.

[20] Lee Y S, Chou Z H, Huang S S, et al. Quadratic boost converter with switched capacitor and coupled inductor for PV system applications[C]. 2013 IEEE 10th International Conference on Power Electronics and Drive Systems (PEDS), 2013: 38-43.

[21] Lee Y S, Chou T H, Yu L C, et al. Quadratic high gain boost converter for grid-tie PV system application[C]. 2013 IEEE 1st International Future Energy Electronics Conference (IFEEC), 2013: 382-387.

[22] Liu V T. An efficient step-up converter with a low switch stress[J]. International Journal of Engineering and Technology, 2012, 2(4): 227-242.

[23] Chen S M, Liang T J, Yang L S, et al. A cascaded high step-up DC-DC converter with single switch for microsource applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(4): 1146-1153.

[24] 楊平, 許建平, 董政, 等. 低輸入電感電流紋波二次型 Boost PFC 變換器[J]. 中國電機工程學報, 2013, 33(12): 32-38.

Yang Ping, Xu Jianping, Dong Zheng, et al. Quadratic boost power factor correction converters with small input inductor current ripple[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(12): 32-38.

High Voltage Gain DC-DC Converter Based on Two-Coupled-Inductor

Cao Taiqiang1 Liu Wei1 Guo Xiaoying2 Chen Zhangyong3 Wang Jun1 Sun Zhang1 You Fang1 Luo Qian4

（1. Xihua University Chengdu 610039 China 2. Panzhihua University Panzhihua 617000 China 3. Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China 4. Information Filiale, The Second Research Institute of CAAC Chengdu 610041 China）

High voltage gain non-isolated DC-DC converter with two-coupled-inductor is presented in this paper. Based on single switch quadratic boost topology, by incorporating coupled-inductor cell into pre-stage boost cell and stacking the output voltage, the proposed converter can achieve high voltage gain property. Meanwhile, by introducing coupled-inductor cell into post-stage boost cell, voltage stress of power switch is decreased. Furthermore, passive snubber is utilized to suppress voltage spike stress of the switch and low-voltage-rated MOSFET with low RDS(on)for reduction of the conduction loss and cost can be chosen, therefore efficiency of the converter improved. Finally, Steady state analysis of the converter and operating characteristics is developed and experimental results from a 200W 20V/200V prototype were presented to verify the analysis of the proposed converter.

Renewable resources, quadratic Boost converter, coupled-inductor, high voltage gain, passive lossless snubber circuit

TN86; TM463

曹太強 男，1969年生，男，博士，高級工程師，主要從事新能源，大功率開關變換器及光伏發電，電力電子與電力傳動的研究。

四川省科技廳應用基礎研究項目（2012JY0120），四川省科技廳支撐項目（2013GZ0130），四川省教育廳重點項目（11ZA003），四川省電力電子節能技術與裝備重點實驗室開放基金，四川省高校重點實驗室-太陽能技術集成及應用推廣，攀枝花市太陽能光伏離/并網智能化控制逆變一體集成應用（2014CY-S-1-2）；分布式光伏多逆變器并網控制研究（2014YB11）資助項目。

2014-03-25 改稿日期 2014-05-27

劉 威 男，1988年生，男，碩士研究生，主要從事研究電力電子與電力傳動和開關電源的研究。