鏈式儲能系統電池側二次脈動功率的抑制方法

陳 強 李 睿 蔡 旭,2

鏈式儲能系統電池側二次脈動功率的抑制方法

陳 強1李 睿1蔡 旭1,2

（1. 上海交通大學電子信息與電氣工程學院風力發電研究中心 上海 200240 2. 上海交通大學船舶海洋與建筑工程學院海洋工程國家重點實驗室 上海 200240）

鏈式變換器的電路結構適合應用于電池儲能領域，然而單相變換器的本質決定了電池組與電網能量交換時有二次脈動功率，這將危害電池組的壽命。為了抑制傳統鏈式儲能系統電池側的二次脈動功率，在電池與鏈式變換器之間插入一級雙向升降壓變換器，構成雙級鏈式變換器。本文對比分析了傳統單級鏈式與雙級鏈式變換器在電池側的功率脈動情況，提出雙級鏈式變換器的控制策略，通過控制中間直流電容的電壓紋波緩沖電池側的功率脈動。仿真和實驗結果驗證了理論分析的正確性。

鏈式變換器 電池儲能系統 二次脈動功率 升降壓變換器

1 引言

由于電池儲能系統（Battery Energy Storage System，BESS）具有響應速度快、能量密度高、環境條件好及技術成熟等優勢，已經廣泛應用于電力系統中的各個方面[1]。為配合新能源發電入網，平滑區域電力負荷，提高配電網可靠性等應用領域，大容量 BESS的需求日益增加。隨著 BESS容量的增加，一般需要接入 10kV以上電壓等級電網。

傳統的BESS中功率轉換系統（Power Conversion System，PCS）一般采用三相六開關兩電平變換器拓撲，采用工頻升壓變壓器接入中高壓電網。如圖 1所示。采用鏈式變換器[2-4]作為 PCS拓撲，可在單個模塊的電壓、電流等級較低的情況下，通過級聯的方式接入高電壓等級的電網。另外，鏈式變換器模塊化的結構也使其具有較好的冗余特性，以上特點使得鏈式變換器適合作為大容量電池儲能的 PCS[5-7]。文獻[7]對基于鏈式變換器的電池儲能系統進行了分析，系統地研究了功率控制和電池荷電狀態（SOC）均衡控制等[8-9]。

圖1 傳統電池儲能的鏈式變換器Fig.1 Traditional cascaded H-bridge converter for BESS

大容量 BESS中電池成本占主要部分，保證電池安全可靠運行，以延長電池壽命至關重要。然而鏈式變換器的每一個H橋單元均為單相變換器，H橋單元與電網交互能量時有二次脈動功率直接流過儲能電池組，引起電池溫度升高，進而影響電池的壽命[10]。傳統 LC無源濾波的方式，由于需要濾除100Hz的紋波，所用的無源器件都比較龐大。而對于有源的方式，多數需要改變H橋的拓撲，且控制策略比較復雜[11-14]，不適合鏈式結構。

為了抑制傳統鏈式變換器電池側的二次脈動功率，本文在電池組與鏈式系統之間插入雙向升降壓電路，通過控制中間直流側電容的電壓波動來緩沖脈動功率。這種方法不改變H橋結構，控制簡單，容易實現，并且對無源元件的要求不高，適合鏈式儲能系統。

2 電池側功率脈動分析

2.1 單級單相變換器

單級鏈式變換器的模塊等效為單級單相變換器，如圖2所示。直流側電壓由電池支撐，電池簡單地等效為有內阻的電壓源，所并聯的電容起到濾除高頻紋波的作用。

圖2 單級單相變換器及主要波形Fig.2 Single-stage single phase converter and main waveforms

假設單級單相變換器輸出電壓的基波與電流為

式中，Uac為單級單相變換器輸出電壓基波的有效值，Iac為輸出電流的有效值。則此時變換器與電網所交互的瞬時功率為

由式（2）可以看出，電池組與 H橋單元交互的功率分為有功功率和二次脈動功率，且二次脈動功率的大小僅與交流側電壓、電流有效值有關。

設電池電流為

式中，Ib為電池電流平均值，Δi為電池電流脈動幅值。忽略電池內阻上的功率，由有功功率守恒可得

直流側電容所需緩沖的功率為

則在半個功率脈動周期，電容需要緩沖的能量為

根據電容電壓與能量關系，有

式中，UC為電容的電壓平均值，Δu為電容脈動幅值。忽略電池內阻上的壓降，電容脈動幅值與電池電流脈動幅值有如下關系

聯合式（4）、式（6）～式（8）可得電池側功率脈動幅值為

由于電容電壓 UC與電池電壓 E相差不大，則式（9）可簡化為

由式（10）可知，電池側脈動功率與電池內阻以及所并聯的電容有關。所并聯的電容越大，電池側脈動功率越小；電池內阻越小，電池側脈動功率越大。假設Rb=0.5Ω，則電容取3.3mF時，只能使電池側的脈動功率幅值減小為原來的 1/2。因此，單純使用直流側電容來緩沖脈動功率的方法是不可行的。

2.2 雙級單相變換器

雙級鏈式變換器的模塊等效為雙級單相變換器，其示意圖如圖3所示，即在電池與單相變換器間增加一個雙向升降壓電路。此時，直流側電容不再直接與電池并聯，因此可通過增大電容電壓脈動幅值來緩沖二次脈動功率。

圖3 雙級單相變換器及主要波形Fig.3 Two-stage single phase converter and main waveforms

變換器與電網所交互的瞬時功率見式（2），假設二次脈動功率完全由直流側吸收，則

此時在半個功率脈動周期，電容需要緩沖的能量為

聯合式（7）、式（12）可以得到直流側電容電壓脈動幅值與電容值的關系

由上式可知，雙級單相變換器可以完全吸收二次脈動，此時電池側僅有功功率通過。鏈式變換器的單個模塊的功率并不是很大，一般僅幾十千瓦，因此可以在較小電容的前提下抑制電池側的功率脈動。

3 雙級鏈式變換器的控制策略

3.1 整體控制策略

單級鏈式變換器的控制策略已經比較成熟，底層控制器負責功率模塊電壓電流的采樣、保護以及模塊 IGBT的脈沖發生等；而主控制器則需要采樣電網電壓、電流，根據電網指令進行功率控制計算，下傳占空比指令，以及根據電池管理系統（Battery Manage System, BMS）的信息來均衡電池的荷電狀態（State of Charge, SOC）等。

雙級鏈式變換器的控制策略與單級相比，主要是在底層控制器中增加了雙向升降壓變換器的控制。為了使單級鏈式變換器中的 SOC均衡等控制策略能夠繼續使用，鏈式變換器和雙向升降壓變換器必須分別獨立控制：鏈式變換器完成功率控制，電池組SOC均衡控制；雙向升降壓變換器控制各H橋模塊直流側電容的電壓平均值恒定，同時保證電池側電流無脈動。

鏈式變換器的功率控制由電流解耦控制實現，根據瞬時功率理論，變流器的電流指令可由下式得到

式中，vsd、vsq為電網三相電壓的 d、q軸分量，而idref、iqref為鏈式變換器的有功和無功功率指令。則變換器的輸出電壓指令為

鏈式變換器在生成輸出電壓指令后，根據BMS所反饋的 SOC信息，通過注入零序電壓調節各 H橋單元與電網交換的功率，實現相間電池組的均衡控制；通過調節各H橋逆變器交流輸出電壓，實現相內各電池組的 SOC均衡控制[9]，這里不再贅述。

為了抑制電池側的二次功率脈動，功率模塊的直流側電壓有較大的紋波，勢必對每個模塊的輸出有影響。而且在 SOC均衡時，每個模塊的功率并不完全相同，從而每個模塊的直流側電壓紋波幅值略不相同。因此主控制器只計算每個模塊的輸出電壓指令，由底層控制器根據其模塊直流側電壓計算占空比，生成脈沖信號。詳細的控制示意圖如圖4所示。

圖4 雙級鏈式變換器控制示意圖Fig.4 Control scheme of two-stage cascaded H-bridge converter

3.2 雙向升降壓變換器的控制策略

升降壓變換器的電路結構簡單，作為雙向DC-DC變換器已有很多文獻描述[15-17]。雙向升降壓變換器的控制目標是直流側電容的電壓平均值，本文選用電壓、電流雙閉環控制的方法，其控制框圖如圖5所示。其中UCref是直流側電容電壓參考值，uC是電容電壓，ib是電池側電流，D是輸出占空比信號，經過載波比較后生成最終的PWM信號。

圖5 雙向Buck/Boost變換器控制框圖Fig.5 Control scheme of bi-directional Buck/Boost converter

雖然給定的電容電壓參考值是恒定值，但卻希望其有100Hz的脈動紋波。由于直流側電壓紋波固定為100Hz，因此本文在直流側電壓反饋時增加了平均值環節，從而濾除低頻脈動。另外平均值濾波環節的延時約為0.01s，基本上可以滿足電壓環的響應速度，從而減小功率突變時直流側電壓的波動。雙級鏈式變換器參數如下表所示。圖6給出了表中所描述系統的補償前、后電壓環增益的伯德圖。可以看到，補償后截止頻率為 13.1 rad/s，保證了 100Hz的波動不會引入電流環，能夠達到抑制二次脈動的目的。

表 雙級鏈式變換器參數Tab. Main parameters of two-stage cascaded H-bridge converter

圖6 電壓環的伯德圖Fig.6 Bode diagram of the voltage loop

4 仿真驗證

根據上述控制策略，在Matlab/Simulink環境下搭建了一個單相雙級鏈式變換器的模型。

雙級鏈式變換器的主要電路參數見上表。雙級鏈式儲能變換器接入220V電網，額定功率為4kW，級聯H橋的個數N=2，H橋模塊開關頻率fH=15kHz，濾波電感 1.2mH，H橋直流側電壓 200V，電池組電壓96V，雙向 Buck/Boost變換器的開關頻率fbb= 15kHz。

圖7給出了根據式（13）得到直流電容和電容電壓紋波的關系。這里取直流電容電壓紋波幅值為直流側電壓的 5%，即 10V，則選擇 C=1 650μF即可滿足要求。

圖7 直流電容與直流電容電壓紋波幅值的關系Fig.7 Relationship between capacitance value and voltage ripple amplitude

圖8 給出了儲能變換器額定功率放電時，電池電流ib和電容電壓的波形。可以看出，直流側電壓的波動為10V，而電池電流已無二次脈動，僅為15kHz的高頻脈動。電容電壓的平均值為 200V，且有±10V左右的二次工頻脈動。因此，雙級鏈式可以在正常工作的情況下，實現對電池側二次脈動功率的抑制。

圖8 雙級H橋直流側電容電壓及電池電流波形Fig.8 Transient waveforms of the capacitive voltage and the battery current

5 實驗驗證

為了驗證雙級鏈式變換器對電池側二次脈動功率的抑制方法，在實驗室搭建了實驗樣機（參數見表）。同時為了對比，也給出了未插入雙向 DC-DC變換器單級鏈式變換器的實驗波形。

圖9給出鏈式變換器額定工作時的變換器側電壓、電網電壓和電流的波形。可以看到，此時變換器側電壓為正常的五電平波形，電網電壓與電流同相，鏈式儲能變換器處于放電狀態。

圖9 鏈式變換器實驗樣機的主要波形Fig.9 Main waveforms of cascaded H-bridge converter

圖 10給出了單級鏈式變換器 H橋側的電容電壓波形和電池電流波形。可以看到，直流側電容電壓基本沒有波動，而電池電流為100Hz的脈動，其平均值僅為10A，脈動幅值也為10A。圖11則是雙級鏈式變換器H橋的電容電壓和電池電流，其中電容電壓紋波幅值為 10V。經傅里葉分析可知，電池電流的平均值為22A，二次脈動紋波幅值為0.85A。

圖10 單級鏈式H橋直流側電容電壓及電池電流波形Fig.10 Waveforms of capacitive voltage and the battery current for single-stage CHB converter

圖11 雙級鏈式H橋直流側電容電壓及電池電流波形Fig.11 Waveforms of capacitor voltage and the battery current for two-stage CHB converter

由圖10與圖11的波形對比可知，雙級H橋可以有效地緩沖二次脈動功率，減小電池側電流的二次脈動，從而提高電池儲能系統的壽命和可靠性。

6 結論

傳統鏈式儲能變換器的電池側有二次脈動功率，引起電池內阻損耗大幅增加，造成電池的溫度升高，嚴重影響電池的壽命。本文提出使用雙級鏈式變換器來抑制二次脈動功率的方法，針對傳統鏈式和雙級鏈式變換器電池側功率脈動進行了對比分析，并深入討論了雙級鏈式變換器的控制策略。在控制雙級H橋直流側電容電壓平均值的同時，避免二次脈動引入電流環，從而使電容電壓發生波動，吸收二次脈動功率。仿真與實驗驗證了本文方法的可行性，雙級鏈式變換器可以抑制電池側二次脈動功率，從而為大容量鏈式儲能系統的實際應用奠定了基礎。

[1] 張文亮, 丘明, 來小康. 儲能技術在電力系統中的應用[J]. 電網技術, 2008, 32(7): 1-9.

Zhang Wenliang, Qiu Ming, Lai Xiaokang. Application of energy storage technologies in power system [J]. System Technology, 2008, 32(7): 1-9.

[2] 單慶曉, 李永東, 潘孟春. 級聯型逆變器的新進展[J]. 電工技術學報. 2004, 19(2): 1-9.

Shan Qingxiao, Li Yongdong, Pan Mengchun. A review on cascaded inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2004, 19(2): 1-9.

[3] 袁志昌, 宋強, 滕樂天, 等. 大容量鏈式 STATCOM 150Hz 優化 PWM 控制策略的研究[J]. 電工技術學報, 2004, 19(8): 83-87.

Yuan Zhichang, Song Qiang, Teng Letian, et al. 150Hz optimal PWM control for high-power STATCOM employing cascade multilevel inverters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2004, 19(8): 83-87.

[4] 劉慶豐, 王華民, 劉丁. 級聯型多電平逆變器中的諧波控制[J]. 電工技術學報, 2006, 21(10): 38-43.

Liu Qingfeng, Wang Huamin, Liu Ding. Study of harmonics control for cascade multilevel inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2006, 21(10): 38-43.

[5] Tolbert L M, Peng Fangzheng. Multilevel converters as a utility interface for renewable energy systems[C]. IEEE Power Engineering Society Summer Meeting, Seattle WA, USA, 2000.

[6] Liu Liming, Li Hui, Wu Zhichao, et al. A cascaded photovoltaic system integrating segmented energy storages with self-regulating power allocation control and wide range reactive power compensation[J]. IEEE Trans. on Power Electronics, 2011, 26(12): 3545-3559.

[7] Maharjan L, Yoshii T, Inoue T, et al. A transformerless energy storage system based on cascade multilevel PWM converter with star configuration[J]. IEEE Trans. on Industry Application, 2008, 44(5): 1621-1630.

[8] Maharjan L, T Tsukasa Y, Akagi H Active-power control of individual converter cells for a battery energy storage system based on a multilevel cascade PWM converter[J]. IEEE Trans. on Power Electronics, 2012, 27(3): 1099-1107.

[9] Maharjan L, Inoue S, Akagi H, et al. State-of-charge (SOC)-balancing control of a battery energy storage system based on a cascade PWM converter[J]. IEEE Trans. on Power Electronics, 2009, 24(6): 1628-1636.

[10] Shimizu T, Fujita T, Kimura G, et al. A unity power factor PWM rectifier with DC ripple compensation[J]. IEEE Trans. on Industry Electronics, 1997, 44(4): 447-455.

[11] Larsson T, Ostlund S. Active DC link filter for two frequency electric locomotives[C]. Electric Railways United Europe Conference, 1995.

[12] Shimizu T, Jin Y, Kimura G. DC ripple current reduction on a single-phase PWM voltage-source rectifier[J]. IEEE Trans. on Industry Application, 2000, 36(4): 1419-1429.

[13] Tsuno K, Shimizu T, Wada K. Optimization of the DC ripple energy compensating circuit on a single-phase voltage source PWM rectifier[C]. IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2004.

[14] Wang R, Wang F, Boroyevich D, et al. A high power density single phase PWM rectifier with active ripple energy storage[C]. IEEE Power Electron. Conference, 2010.

[15] 張方華, 朱成花, 嚴仰光. 雙向DC-DC變換器的控制模型[J]. 中國電機工程學報, 2005, 25(11): 46-49.

Zhang Fanghua, Zhu Chenghua, Yan Yangguang. The controlled model of bi-directional DC-DC converter [J]. Proceedings of the CSEE, 2005, 25(11): 46-49.

[16] 金一丁, 宋強, 劉文華. 電池儲能系統的非線性控制器[J]. 電力系統自動化, 2009, 33(7): 75-80.

Jin Yiding, Song Qiang, Liu Wenhua. Nonlinear controller for battery energy storage system[J]. Automation of Electric Power Systems, 2009, 33(7): 75-80.

[17] 張國駒, 唐西勝, 齊智平. 超級電容器與蓄電池混合儲能系統在微網中的應用[J]. 電力系統自動化, 2010, 34(12): 85-89.

Zhang Guoju, Tang Xisheng, Qi Zhiping. Application of hybrid energy storage system of super-capacitors and batteries in a microgrid[J]. Automation of Electric Power Systems, 2010, 34(12): 85-89.

Method of Second-Order Ripple Power Suppression for Battery in Cascaded H-Bridge Storage System

Chen Qiang1 Li Rui1 Cai Xu1,2

（1. Wind Power Research Center Shanghai Jiaotong University Shanghai 200240 2. State Key Laboratory of Ocean Engineering Shanghai Jiaotong University Shanghai 200240）

Cascaded H-bridge converter is suitable for battery energy storage system. However, as a sort of single-phase converter, its essence determines that second-order ripple power will exist in the DC bus when power exchanging between battery and the power grid, which will be harm to battery life. In order to restrain the second-order ripple power of traditional cascaded H-bridge converter, a bi-directional Buck/Boost converter is added between battery and cascaded H-bridge converter, which forms two-stage cascaded H-bridge converter. This article compares and analyses the second-order ripple power of traditional and two-stage cascaded H-bridge converter at the battery and then proposes the control strategy. By controlling the ripple voltage of the middle capacitor, the ripple power at the battery side will be buffered. Simulation and experimental results verify the feasibility of the theory.

Cascaded H-bridge converter, battery energy storage system, second-order ripple power, Buck/Boost converter

TM715

陳 強 男，1989年生，博士，研究方向為級聯多電平電池儲能系統。

國家 863智能電網重大專項（2011AA05A111），上海市科學基金（11dz1200204）資助項目。

2013-05-22 改稿日期 2013-01-01

李 睿 男，1980年生，副教授，研究方向為儲能系統、大功率變換器技術。