儲能雙向變流器主電路參數設計及控制策略研究

陳世鋒，雷 珽，韓海倫，趙曉丹，唐 諍

（1.許繼電源有限公司，河南許昌 461000；2.國網上海市電力公司，上海 200122；3.河南省特種設備安全檢測研究院，鄭州 450000）

隨著全球能源緊缺的局勢初步加劇［1］和世界范圍內綠色能源政策的大力推進，傳統的發電模式將難以為繼［2－3］，電網與新能源的矛盾越來越突出。大規模儲能技術可解決新能源發電、電動汽車充電的隨機性、波動性問題［4］，提高電網潮流穩定。本文提出一種適用于大規模儲能系統的雙向變流器，采用基于LCL濾波器的一級變換主電路拓撲結構。對該雙向變流器主電路工作原理、LCL濾波器設計及CL濾波器設計進行分析，并給出閉環控制策略，通過仿真和實驗進行驗證。

1 儲能雙向變流器工作原理

1.1 主電路拓撲

儲能雙向變流器主電路結構有兩種類型：一是采用三相全橋電路的一級變換拓撲結構；二是采用兩級變換拓撲結構，即前級采用三相全橋電路，后級采用DCDC斬波電路。一級變換拓撲結構成本較低、效率高、控制策略簡單，多臺變流器離網并聯運行更容易實現，本文在三相全橋電路直流側增加CL濾波器，可以有效降低電池側紋波要求。

PCS儲能變流裝置原理框圖如圖1所示。主電路采用三相全橋電路，交流側設置LCL濾波器、主接觸器、EMI濾波器、預充電電路、主斷路器，直流側設置CL濾波器、直流輸出單元（含EMI濾波器、預充電電路、直流斷路器）。交流側可通過隔離變壓器接入低壓或中壓配電網，直流側連接多組電池組。

圖1 儲能PCS變流器原理

絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）變流器模塊可四象限運行，當電池充電時，將網側交流電整流成直流電給蓄電池充電；當電池放電時，將直流電逆變成交流回饋到電網，充電和放電之間的轉換可在200 ms內實現。

交流輸入采用LCL型（或T型）濾波，可將變流器開關頻率成分的高頻諧波濾除，直流側采用CL濾波器濾除高頻成分的電流／電壓諧波，抑制高頻紋波。

1.2 LCL濾波器參數設計

主電路濾波器在并網變流器中起著重要的作用，可將逆變器橋中產生的開關脈沖電壓、電流轉變成連續的模擬量。并網變流器的濾波器包括交流側和直流側兩部分。交流側LCL濾波器具有比單電感濾波器更好的性能，能夠兼顧低頻段增益和高頻段衰減［5－6］，作為三階對象，LCL濾波器需要確定兩個電感量、一個電容量，這增加了設計難度。

在濾波器的設計過程中，除了考慮高頻開關紋波電流的濾波效果，濾波電感不僅造成電壓損失，而且對濾波器的體積、重量具有決定性影響，要對電感量進行嚴格控制。LCL濾波器的基本原理是濾波電容和網側電感對高頻電流進行分流，因此必須保證分流效果［7］。

LCL濾波器設計原則如下。

（1）總電感（L1＋L2）：總電感要考慮直流電壓和逆變交流電壓關系，并需要考慮傳遞函數中，開關頻率附近的衰減；一般開關頻率附件衰減應不大于－10 dB。

（2）網側電感（L2）：在總電感量不變情況下，通過理論分析得到，當網側電感和逆變器電感比例為1∶1時濾波效果最好，網側電感增大，則變流器電壓損失增大、降低濾波器的低頻段增益，并且增加體積、重量和成本。一般選取網側電感為逆變器電感的1／3左右。

（3）濾波電容（C）：考慮到網側電感與濾波電容的分流效果，一般選取濾波電容阻抗小于20%網側電感阻抗；另外考慮到功率因數問題，濾波電容的功率小于系統額定功率的5%；

1.3 直流側電感參數設計

直流側電感的設計原則主要考慮以下兩方面。

（1）根據充放電轉換時間，由于交流側電流環動態特性遠大于直流側CL動態響應時間，因此充放電轉換時間主要取決于直流側CL濾波器的時間常數。

（2）直流母線電壓波動產生直流電流的波動，根據紋波要求可以計算出直流電感值。

根據以上計算原則，可以得出直流側電感的參數，考慮直流側存在的3次、5次、7次諧波，因此將CL諧振峰設計到70 Hz左右。

2 控制策略研究

2.1 儲能裝置數學模型

圖3 基于LCL濾波器的PCS主電路拓撲結構

基于LCL濾波器的PCS主電路拓撲結構如圖3所示。圖3中，ua、ub、uc為三相橋臂輸出電壓；ila、ilb、ilc為逆變橋側濾波電感電流；uca、ucb、ucc為交流濾波電容電壓；ica、icb、icc為交流濾波電容電流；usa、usb、usc為電網電壓；i2a、i2b、｀2c為網側濾波電感電流；udc為直流母線電壓；idc為直流母線電流；ibat為直流電池側輸入／輸出電流；Qs為電網中點；Qc為交流電容中點；P、N為直流母線正、負極。

圖3中所示開關元件視為理想元件。Sa、Sb、Sc為三相橋臂開關函數，1代表上管開通，下管關斷，0代表上管關斷、下管開通。如果忽略電阻R1和R2，根據基爾霍夫電壓、電流定律可以得到如下方程，逆變橋側電感L1通過的電流I1滿足：

電網側濾波電感電流i2滿足：

濾波電容電壓uc滿足：

直流母線電壓udc滿足：

由于在三相三線系統中，三相電壓、電流并不是獨立變量，難以直接控制，故可以采用兩相同步旋轉dq坐標系對系統進行描述，以簡化并網變流器模型。從ABC坐標系到dq坐標系的變換矩陣為：

將式（1）進行旋轉變換，得：

將式（2）進行旋轉變換，得：

將式（3）進行旋轉變換，得：

將式（4）進行旋轉變換，得：

將式（6）、（7）、（8）和（9）進行拉普拉斯變換，可得基于LCL的PCS主電路在dq坐標系下的s域數學模型框圖如圖4所示。

圖4 PCS裝置控制框圖

2.2 并網控制策略

并網在整流和逆變時均采用交流輸出電流單環控制，控制策略簡單，只是整流時電流指令由進行充電的功率計算得到。逆變器交流電流環的等效模型如圖5所示。Gi（s）表示PI控制器；A（s）表示逆變器橋臂的放大及控制器的延時，其中Ts為開關周期的一半，即為0.156 25×10－3s，Kpwm為375；B（s）表示逆變器的模型，逆變器的等效輸出電阻取為2 mΩ，輸出濾波電感為0.25 m H，網側電感為0.05 m H，其中KR為1／R＝500，TL為L／R＝0.15；F（s）表示系統的反饋控制傳遞函數，Tif為反饋電路的時間常數。

圖5 逆變器交流電流環等效模型

圖5的開環傳遞函數為：

為設計方便，先選擇τc＝TL，使得內環控制器的零點和電感的大時間常數形成對消，簡化控制器的設計。此外，Ts，Tif都是小的時間常數，可以用一個慣性環節替代二者的效果之和。于是電流內環的開環傳遞函數可以簡化為：

在式（11）中只有一個變量Kci，取系統的開環傳遞函數的截止頻率為300 Hz，則可以得到：Kci＝0.011 6。

由此可得PI控制器的參數為：

2.3 離網控制策略

根據圖4所述的數學模型，當裝置處于離網運行時，采用輸出電壓外環和逆變器電流內環的控制策略，控制框圖如6所示。

圖6 離網運行控制框圖

本系統開關頻率為10 k Hz，為保證系統的穩定性，同時具有較快的響應速度和較好的波形質量，配置其主導極點的自然頻率為2 000 rad／s，阻尼比為0.7。同時設計兩個非主導極點相同且保證非主導極點遠離主導極點，以使非主導極點對主導極點的影響較小。為考慮到系統對高次諧波的抑制效果，非主導極點可配置在負半軸上，非主導極點距離主導極點5～10倍遠。則有

式中 ωn＝2 000 rad／s：ξ＝0.7；n＝8。

則，由式（13）可以算出系統PI參數，將控制器進行離散化，則可得

3 仿真研究

對所述系統的并網運行工況進行仿真分析，設置離散仿真時間為1μs，電池為鋰離子電池，額定電壓為600 V，額定容量為100 Ah，初始SOC為0.9。系統在0.2 s時對電池的充放電狀態進行切換，并引入斜率限制器保證指令的切換時間在20 ms之內。

單級并網系統的仿真波形圖如圖7所示。其中，圖7（a）和圖7（b）為充放電切換過程中的電池電流波形，可見系統采用指令緩變后，可以實現20 ms內完成充放電切換過程，且穩態時電池電流紋波小于0.5 A（0.6%左右）。圖7（c）和圖7（d）為切換過程中的電網電壓和并網電流波形，在整個切換過程中，波形過渡平緩，滿足要求。

圖7 充放電切換過程中的仿真波形

圖8為電容電壓的仿真波形，60 ms時系統由滿載切到空載，100 ms時由空載切到滿載，其中卸載過程中超調為15.85%，調節時間小于10 ms；滿載到空載切換過程輸出電壓基本沒有變化，而突加滿載的過程中，電壓僅有一上沖尖峰，調節時間小于5 ms。

圖8 離網模式下濾波電容電壓仿真波形

4 實驗驗證

利用儲能變流器設計方案研制試驗樣機進行實驗驗證，儲能變流器輸出電壓為交流315 V，通過升壓變壓器接入0.4 k V電網，逆變側電感為0.15 mH、網側電感為0.05 mH、濾波電容為200μF、直流電抗器0.17 m H。電池側額定電壓為600 V。

并網模式下試驗波形如圖9所示。圖9（a）為充電－放電切換波形，（b）為放電－充電切換波形，充放電切換時間小于80 ms，直流側電壓波動小，系統運行穩定。圖10中為交流側電流各次諧波數據，總諧波畸變率為2.9%。圖11中為直流側電壓紋波波形，紋波系數為1.6%。

圖9 充放電切換波形

離網帶載啟動，離網電壓增加軟啟動環節，防止啟動瞬間導致對裝置的沖擊，離網運行下試驗波形如圖12所示。由圖12可以看出，在3個周波內，電壓建立。

圖10 交流側電流THD

圖11 直流電壓紋波

圖12 離網運行下試驗波形

5 結語

本文設計了一種基于LCL濾波器適用于大規模儲能系統雙向變流器，提出了雙向變流器主電路LCL濾波器、直流CL濾波設計原則，通過仿真和實驗驗證該設計原則的合理性，建立雙向變流器數學模型，并給出并網、離網的控制策略，仿真及實驗結果驗證該雙向變流器諧波含量小、直流側紋波小，控制策略滿足控制目標要求，為大功率儲能雙向變流器提供一個很好的解決方案。

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