PWM整流器基于虛擬磁鏈的新型直接功率協調控制研究

朱鵬程，黃文新

（南京航空航天大學自動化學院，江蘇 南京210016）

0 引言

PWM整流器具有越來越好的發展前景，其性能要求也越來越嚴，這就對PWM整流器的控制技術提出了更高的要求［1］。

近年來，直接功率控制以其控制算法簡單，動態響應快等優點得到了許多學者的關注。傳統的直接功率控制采用滯環控制，它的優點是控制算法簡單，但具有開關頻率不固定，采樣頻率要求高等缺點［2－3］。為了解決這個問題，近年來國內外一些學者提出一種恒頻直接功率控制策略［4］，它主要根據功率誤差和電網電壓電流計算出交流側輸入電壓，簡化了系統結構。傳統PWM整流器控制大多數采用單獨控制，這使得母線電容很大。另外，當負載突變時，系統控制性能惡化。針對這種情況，很多學者提出了協調控制策略［5－8］。

在此，提出了一種新型PWM整流器控制策略。該策略先將負載功率前饋到電容功率后得到有功功率，然后利用功率誤差和電網電流計算產生整流器參考電壓，經過SVPWM調制得到驅動信號，從而在功率內環省去了PI調節器，簡化了系統結構。另外，該控制利用開關信號、直流母線電壓和交流電流計算虛擬磁鏈，從而省去電網電壓傳感器，降低了硬件成本的同時又提高了系統的可靠性。最后，通過仿真和實驗，證明了該控制策略的可行性和優越性。

1 三相PWM整流器數學模型

三相PWM整流器主電路結構如圖1所示。

在圖1中，ea，eb，ec為電網電壓；ia，ib，ic為交流側相電流；ua，ub，uc為整流器相電壓；udc為直流母線電壓。

圖1 三相PWM整流器主電路結構

設三相電網電壓平衡，則可得到在dq坐標系中，三相PWM整流器的數學模型：

R，L為交流側輸入電感的電阻和電感值；sd，sq為開關信號在dq軸上的分量。根據瞬時功率原理，系統瞬時有功和無功功率在αβ坐標系可表示為：

通過坐標變換，可以得到在dq坐標系中瞬時有功和無功功率的表達式：

在直流側，母線上電容功率為：

若忽略整流器的損耗，可以得到網側瞬時有功功率流動的表達式為：

由虛擬磁鏈的概念，可得虛擬磁鏈αβ分量為：

uα，uβ為整流器電壓，可用直流側電壓udc和開關信號Sa，Sb，Sc表示為：

從式（6）～式（7）可知，通過檢測直流電壓、開關信號及三相交流電流，就可以得出虛擬磁鏈，進而計算出瞬時功率，從而省去電網電壓傳感器。

2 基于虛擬磁鏈的直接功率協調控制策略

根據磁鏈和電壓的關系，可得：

將虛擬磁鏈定向于dq坐標系的d軸上，有ψq＝0，ψd為常量，那么可得：

因為ψd為常量，因此有ed＝0。將式（9）代入式（3），可得：

對式（10）兩邊進行求導，可以得到：

將式（1）前2個公式和式（9）代入式（11），并在單個采樣周期內將之離散化可得：

Ts為系統采樣周期。

由式（12）可以得到在dq坐標系中下個周期整流器參考電壓表達式為：

由式（13）可知，通過功率誤差、虛擬磁鏈和電網電流，可以計算出整流器參考電壓。從而省略了PI調節器，降低了控制系統的復雜性。

設瞬時有功功率和無功功率參考值為p＊和q＊，則在每個離散周期內系統功率參考值和實際值之間的誤差為：

由式（5）可知，p＊是電容功率和負載功率相加得到，因此有功功率參考值p＊要分成電容功率和負載功率2項分別計算。

設uD＝，則對于式（4）整理得：

根據式（5），電容側功率pc加上負載功率pload得到有功功率參考值p＊，具體框圖如圖2所示。

寫成PI控制器形式為：

3 整體控制結構

整體控制結構如圖3所示。控制系統首先采樣三相輸入電流，通過開關信號、母線電壓和交流電流計算出虛擬磁鏈和角度，得出瞬時有功和無功功率；通過電壓外環得到有功功率參考值，計算出整流器參考電壓；最后經坐標反變換輸入到SVPWM調制后輸出。

圖3 整體控制結構

4 仿真與實驗

4.1 仿真分析

在Matlab／Simulink里搭建仿真模型，對本文提出的控制策略進行驗證，并在負載突變時對傳統控制策略和新型控制策略進行比較。系統的主要仿真參數如表1所示。

表1 仿真參數

PWM整流器負載設為RL感性負載，負載電阻R＝80Ω，電感L＝8mH。從圖4可以看出，PWM整流器可近似在單位功率因數下運行，直流電壓輸出穩定，電網側電流正弦程度較好，諧波較少，證明了本文所提控制策略的可行性。

圖4 系統仿真波形

負載增大1倍時，在傳統控制策略和新型控制策略下，PWM整流器的直流母線電壓對比如圖5所示。從圖5可以看出，當負載突變時，采用新型控制策略的直流母線電壓脈動比采用獨立控制策略的脈動大幅減少，并且響應速度更加快速。還通過實驗得知，采用新型控制策略的電網電流THD含量更小，可知電網電流正弦化程度更高，諧波含量更少。這證明了新型控制策略的優越性。

圖5 直流母線電壓對比

4.2 實驗結果分析

為驗證控制策略的有效性和優越性，搭建了硬件平臺進行實驗驗證。系統采用飛思卡爾公司的基于增強型56800E內核的MC56F8346控制芯片作為核心控制器，實驗主要參數如表2所示。

表2 實驗參數

從圖6～圖8可以看出，PWM整流器可近似在單位功率因數下運行。電網側電流正弦化程度較好，諧波含量較少。實驗結果和仿真一致，證明了該策略的可行性。

圖6 三相電流實驗波形

圖7 A相電壓電流實驗波形

圖8 A相電流頻譜

圖9 是負載突變（增大1倍）時，采用2種控制策略下的直流電壓變化對比圖。可以看出，在相同的負載波動下，采用新型控制策略的直流電壓振蕩幅度更小，響應更加快速。

圖9 2種策略下直流母線電壓實驗對比

5 結束語

提出了一種PWM整流器新型協調控制策略。介紹了PWM整流器數學模型，通過詳細的公式推導得出控制策略，給出整體控制框圖，并通過仿真和實驗驗證了可行性。該控制策略可有效抑制在負載突變時直流電壓的波動，提高系統動態性能。另外，該控制不需要多個PI調節器進行控制，控制較為簡單。最后，通過計算虛擬磁鏈，可省去電網電壓傳感器，降低硬件成本，提高系統穩定性。

［1］ 楊勇，吳國祥，謝門喜.基于濾波電感在線估算的并網逆變器直接功率預測控制［J］.電力系統保護與控制，2011，39（12）：84-89.

［2］ 程啟明，程尹曼，薛陽.三相電壓源型PWM 整流器控制方法的發展綜述［J］.電力系統保護與控制，2012，40（3）：145-155.

［3］ 丁奇，嚴東超，曹啟蒙.三相電壓型PWM整流器控制系統設計方法的研究［J］.電力系統保護與控制，2009，37（23）：84-87.

［4］ 耿強，夏長亮，閻彥，等.電網電壓不平衡情況下PWM整流器恒頻直接功率控制［J］.中國電機工程學報，2010，30（36）：79-85.

［5］ Gu B G，Nam K.A DC link capacitor minimization method through direct capacitor current control［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，2006，42（2）：573-581.

［6］ 王久和，楊微，李華德.功率前饋電壓型PWM 整流器直接功率解耦控制［J］.遼寧工程技術大學學報，2007，26（2）：238-241.

［7］ 黃守道，陳繼華，張鐵軍.電壓型PWM 整流器負載電流前饋控制策略研究［J］.電力電子技術，2005，39（4）：53-55，62.

［8］ 李明水.雙PWM變換器負載功率前饋直接功率控制［D］.天津：天津大學，2011.