硅探測器信號電荷分配技術的研究

張云龍，王煥玉，吳 峰，崔興柱，張 飛，梁曉華，彭文溪，劉雅清，董亦凡，郭東亞，樊瑞睿，高 旻，趙小蕓，蔣文奇，龔 軻，吳 帝，周大衛，禹金標

（1.吉林大學物理學院，吉林長春 130012；2.中國科學院高能物理研究所粒子天體物理重點實驗室，北京 100049）

硅探測器信號電荷分配技術的研究

張云龍1，2，王煥玉2，吳 峰2，崔興柱2，張 飛2，梁曉華2，彭文溪2，劉雅清2，董亦凡2，郭東亞2，樊瑞睿2，高 旻2，趙小蕓2，蔣文奇2，龔 軻2，吳 帝2，周大衛2，禹金標2

（1.吉林大學物理學院，吉林長春 130012；2.中國科學院高能物理研究所粒子天體物理重點實驗室，北京 100049）

大規模陣列Si-PIN探測器和DSSD探測器與Front-end ASIC耦合時的動態范圍匹配是亟待解決的問題。本文基于硅探測器信號的產生與特性，設計了3種解決探測器與前端電子學動態范圍匹配問題的耦合方法，并結合理論模型與實驗結果的對比分析，驗證了3種方法的可行性。

硅探測器；前端電子學；耦合；ASIC

在目前的空間探測中，高能粒子探測越來越多地采用陣列型的Si-PIN或DSSD硅探測器［1］。硅探測器的前端電子學大多會采用ASIC搭建，如中國暗物質粒子探測衛星的硅探測器分系統和中國電磁監測試驗衛星高能粒子探測器的望遠鏡系統。由于Front-end ASIC的可選擇型號有限，動態范圍基本不可調，因此，硅探測器與Front-end ASIC的耦合技術研究是必要的。本文基于硅探測器信號的產生與特性，設計3種解決探測器與前端電子學動態范圍匹配問題的耦合方法，并結合理論模型與實驗結果對比分析，驗證3種方法的可行性。

1 硅探測器信號特性與測量流程

1.1 硅探測器平均電離能

在半導體探測器中，沿入射帶電粒子的入射軌跡會產生很多電子-空穴對，其產生的過程可是原初的也可是次級的。如帶電粒子可能會產生高能電子，高能電子再產生電子-空穴對，如圖1所示。硅半導體探測器的入射帶電離子產生1對電子-空穴對所耗費的平均能量，稱為平均電離能［2］。大量實驗證明，平均電離能對同樣類型的粒子是額定的，不會因其能量大小而改變。粒子入射硅探測器所產生的電荷量Qs為：

其中：E為入射粒子在硅探測器中的沉積能量；Ei為入射粒子在硅半導體中的平均電離能；e為電子電量。

圖1 PN型硅探測器工作原理Fig.1 Operating principle of PN detector

1.2 硅探測器信號測量流程

硅探測器本身產生的信號微弱，且存在時間短（ns量級），因此采用電荷靈敏放大器作為前置放大電路。信號經電荷靈敏放大器放大后，還需經電子學系統的處理后才能從中分析出入射粒子的信息，其一般處理流程如圖2所示［3］。

硅探測器輸出的信號為電荷信號，需經過一電流積分電路（電荷靈敏前置放大器），將硅探測器的電荷信號收集，送入電子學系統；再經過高通濾波器，即微分電路，去除信號中的低頻成分，取前沿代表的能量信息；然后，通過低通濾波電路，即積分電路，將信號峰展寬，成形為類高斯信號（圖3）；成形后的信號為適合于模數轉換的信號，可再經過采樣保持電路或峰值保持電路，將峰值信息提取后進行模數轉換，也可采用高速AD芯片直接將類高斯信號轉換成數字信號后再處理；得到的數字信號根據需求的不同，由不同的數據管理系統進行處理分析，得到所需要的物理結果。

圖2 硅探測器信號處理一般流程Fig.2 General signal process of Si detector

圖3 硅探測器信號的成形Fig.3 Signal shaping of Si detector

1.3 硅探測器耦合方式

硅探測器與前端電子學耦合方式可分為兩種（圖4）：直流耦合和交流耦合。對于DSSD探測器，由于需引出探測器兩極信號，故一般采用交流耦合方式；對于Si-PIN探測器，交流耦合與直流耦合方式均可。

圖5為一種簡化的交流耦合的阻容反饋型電荷靈敏前置放大電路。在此電路的設計中，無需考慮探測器漏電流的大小，電路結構簡單，具有很高的適應性和靈活性。然而，來自探測器的信號被分流為i1和i2，僅i1對前置放大電路的輸出有貢獻，i2被損失掉。

由于硅探測器輸出的是電荷信號，且很微弱，很難像光電倍增管一樣直接分為兩路進行高低動態范圍的測量。因此，利用硅探測器與前端電子學的耦合特性，對信號進行調整，解決動態范圍匹配的問題。在實際應用中，硅探測器與Front-end ASIC耦合有3種方法可對動態范圍進行適當調整：電荷-電壓-電荷（Q-V-Q）轉換法、單路分流衰減法和雙路分流衰減法。

圖4 硅探測器耦合方式Fig.4 Coupling mode of Si detector

圖5 硅探測器交流耦合方式Fig.5 AC coupling mode of Si detector

2 Q-V-Q轉換法與單路分流衰減法

2.1 Q-V-Q轉換法

在使用散列元器件直接搭建的前置放大電路中，常使用雙柵極JFET作為前置放大電路的第一級。硅探測器的電荷信號通過JFET電路后被放大為電壓信號，然后再經過二級運算放大器放大。Q-V-Q轉換法的核心是運用JFET管的優良特性來解決硅探測器信號與ASIC動態范圍不匹配的問題，如圖6所示。圖6中C1相當于硅探測器與前端電路相連的交流耦合電容，起到隔直流的作用。硅探測器電荷信號Q1通過電容C1，經JFET管放大為電壓信號V。利用電容充放電原理，只需選擇合適的小電容C2，就能將電壓信號V轉換為適合ASIC動態范圍的電荷信號Q2。

這種方法的優點為不僅可將大信號進行線性衰減，還可將小信號進行放大，關鍵在于耦合電容C2的選擇。缺點為JFET放大電路可能帶來噪聲干擾和其他一些問題，也增加了功耗。

2.2 單路分流衰減法

當粒子入射DSSD時，DSSD的兩極均會有信號收集、輸出。雖然電子的收集速度比空穴快3倍，但二者的收集時間均為幾十ns，對電子學而言，其差異可忽略。兩極的信號包含了入射粒子的沉積能量信息和位置信息，其中沉積能量信息是相同的。DSSD與前端電子學采用交流耦合方式，如圖7所示。

圖6 硅探測器信號Q-V-Q轉換法示意圖Fig.6 Schematic diagram of Q-V-Q conversion of Si detector

對于交流耦合方式，耦合電容除可隔離高壓外，還能起到調節信號的作用。DSSD產生電荷量Qdet，經耦合電容衰減后到達前端電子學輸入端的電荷量為Qin＝εcQdet。其中，εc為耦合電容的收集效率：

基于式（2），調整圖7中的CC1與CC2，使其分別實現測量小信號和電荷衰減的功能。對于沉積能量高的入射粒子，兩個極性的ASIC均能提供位置信息，測量衰減信號的ASIC提供能量信息；對于沉積能量低的入射粒子，兩個極性的ASIC均能提供位置信息，正常收集電荷的ASIC提供能量信息。從而解決DSSD探測器與前端電子學動態范圍匹配的問題。

圖7 交流耦合模式下的DSSD單通道匹配電路示意圖Fig.7 Schematic diagram of DSSD single-channel matching circuit of AC coupling mode

使用PSPICE軟件建模，將DSSD探測器等效為200pF分布電容和2GΩ電阻的等效電路進行模擬。DSSD的結面由V1提供負高壓，經C1、C2兩級濾波后交流耦合輸出，DSSD的歐姆面直流耦合輸出，如圖8所示。其中，結面耦合電容C5為50、100、150、…、1 000pF，共20個等差變量。

圖8 DSSD單通道匹配電路PSPICE建模Fig.8 PSPICE modeling of DSSD single-channel matching circuit

由圖8可看出，結面和歐姆面輸出電流相同，結面耦合電容的改變，對結面和歐姆面輸出電流均有顯著的影響。其規律與耦合電容收集效率經驗公式基本相符，如圖9所示。可看出，理論計算和模擬結果基本吻合。為更好地驗證這一理論，使用241Am 5.486MeVα源對硅探測器（為簡化實驗，選用250mm2、500μm厚Si-PIN探測器）進行測試，α粒子在硅探測器上完全沉積，理論沉積能量轉換的電荷量為241fC。圖10為實驗中幾種不同耦合電容下的輸出波形，可看出，隨著耦合電容的增大，輸出信號幅度也增大。

圖9 DSSD匹配電路理論計算值與PSPICE模擬值對比Fig.9 Comparison between simulation result and theory calculation result of DSSD matching circuit

根據耦合電容收集效率公式可得出：

其中，QAm為241Am 5.486MeVα粒子在探測器中的沉積能量，可看作常數。則式（3）可轉換為：

其中：B為常數；A為探測器等效電容；x為耦合電容；y為輸出信號。

按照式（4）對實驗數據進行多次擬合，擬合結果如圖11所示，計算得到A＝89pF，即實驗所用硅探測器分布電容為89pF，與該探測器理論值100pF非常接近，這說明耦合電容衰減理論的可行性。

3 雙路分流衰減法

3.1 雙路分流理論與PSPICE建模

Si-PIN探測器只引出一路信號。單路衰減法適用于Si-PIN探測器，雖然可滿足動態范圍，但單路衰減法對小信號的測量誤差較大。因此，在單路衰減法的基礎上，設計雙路衰減電路，圖12為Si-PIN探測器雙路衰減模式示意圖。

圖10 不同耦合電容輸出信號Fig.10 Output signals of different coupling capacitances

圖11 多個耦合電容下測量結果的擬合曲線Fig.11 Fitting curve of test results for a few coupling capacitances

圖12 Si-PIN探測器雙路衰減模式Fig.12 Two-channel decaying mode of Si-PIN detector

在信號獲取端將信號分為兩路，一路進入較大的耦合電容C1，另一路進入較小的耦合電容C2。由于C1＋C2的值遠大于探測器的電容，所以，可忽略探測器電容分電荷Q′。此時電荷量主要在C1與C2之間分配，其比例遵循式（5）：

使用PSPICE建模，將Si-PIN探測器等效成89pF分布電容和2GΩ電阻的等效電路進行模擬。圖13為Si-PIN探測器雙路衰減模式探測器電子學系統的PSPICE建模，圖13中C7為1 000pF，為與實測結果對比，C6分別為3、10、22、33、50、100、150、200、470、680、1 000pF。

3.2 實驗結果及對比

使用Puα源對雙路衰減模式下的探測器電子學系統進行測試，結果如圖14所示。可看出，改變C2的幅度衰減效果顯著，電荷在C1與C2之間的分配趨勢也非常明顯。測量時直接讀取示波器波形幅度，會帶來一定誤差，所以每次實驗時C1與C2的總幅度會稍有不同。

圖13 Si-PIN探測器雙路衰減模式PSPICE的建模Fig.13 PSPICE modeling of two-channel decaying mode of Si-PIN detector

圖14 Puα源測試結果Fig.14 Test result of Pu alpha source

圖15為雙路衰減模式下，改變C2，C2與C1的比與對應的輸出電壓之比的PSPICE模擬、實驗、理論計算對比。可看出，PSPICE模擬結果和理論計算值基本吻合；實驗結果除1個數據點外，其他數據點與另外兩個曲線吻合得較好。

3.3 動態范圍測試

為測試雙路衰減法的動態范圍，根據沉積能量的模擬結果，使用信號發生器模擬Si-PIN探測器產生的信號進行測試，如圖16所示。

探測器加反向偏壓，保持正常工作狀態。為模擬探測器產生的電荷信號，應用信號發生器產生10～1 000mV臺階電平信號Vs，經1pF電容，轉換為10～1 000fC電荷信號Qs。C1為1 000pF，C2為50pF，由于C1＋C2遠大于探測器電容Cdet，因此忽略Q′，Qs被C1和C2分流為Q1、Q2。在兩片VA140的動態范圍內，得到雙路分流衰減模式下兩個通道的電荷分配結果如圖17所示。可看出，在動態范圍內，兩路信號的線性較好，說明雙路分流方式并不影響能量線性。根據實驗結果得到Q1／Q2＝21.03±2.09，與理論值Q1／Q2＝1 000pF／50pF＝20對比可知，實驗結果與理論結果比較吻合。

圖15 PSPICE模擬、實驗、理論計算值對比Fig.15 Comparison of PSPICE simulation，experiment and theory calculation results

圖16 雙路衰減模式的動態范圍測試示意圖Fig.16 Dynamic range test diagram of two-channel decaying mode

在VA芯片動態范圍之外的實驗結果如圖18所示。

當未衰減通道處于飽和狀態時，電荷分配規律發生變化，50pF通道分得的電荷較原來的多。1 000pF通道飽和后，將50pF通道測試的數據單獨提取出來處理，可看出，輸入電荷量為200～1 000fC時，50pF通道的線性擬合較好，擬合度為0.992 62，符合線性規律。只要對動態范圍外的能量點進行標定，將衰減后測得數值與標定數值進行對比，即能準確推斷出入射粒子的沉積能量。

圖17 雙路衰減模式在VA芯片動態范圍內的電荷分配測試結果Fig.17 Charge distribution test result of two-channel decaying mode within VA device dynamic range

圖18 雙路衰減模式在VA芯片動態范圍外的電荷分配實驗結果Fig.18 Charge distribution test result of two-channel decaying mode out of VA device dynamic range

4 宇宙線測試結果

為研究雙路衰減模式下小信號無法測量的問題，采用厚為500μm、面積為500mm2的Si-PIN探測器進行宇宙線實驗，宇宙線實驗望遠鏡系統示意圖如圖19所示，其測試1 000pF通道的宇宙線能譜。Si-PIN的上、下面各放置一塊厚1cm，面積為5cm×5cm的塑料閃爍體，通過其可產生觸發信號。

圖19 宇宙線實驗望遠鏡系統示意圖Fig.19 Schematic diagram of cosmic ray telescope system

圖20為1 000pF耦合電容通道宇宙線實驗結果，可看出，宇宙線的沉積能譜十分清晰，說明雙路衰減實驗對小信號的影響在可控的范圍內。

圖20 1 000pF耦合電容通道宇宙線實驗結果Fig.20 Cosmic ray test result of 1 000pF coupling resistance channel

根據1 000pF宇宙線擊中的有效事例，從50pF通道（衰減通道）噪聲譜中提取出宇宙線的能譜（圖21）。其峰值為3.136，與圖20中1 000pF通道峰值58.86的比例為1∶19，耦合電容比例為1∶20，比值非常接近，符合雙路衰減的原理，略有差異是由于50pF通道能譜是從噪聲譜中提取的，噪聲對其影響較大。

圖21 50pF耦合電容通道提取的宇宙線實驗結果Fig.21 Cosmic ray test result extracted from 50pF coupling resistance channel

5 結論

本文通過理論分析，提出了3種解決硅探測器與Front-end ASIC動態范圍匹配的耦合方案。通過實驗與理論對比，驗證了3種方法的可行性。Q-V-Q轉換法在測量小信號方面優勢較明顯，但會增加系統噪聲和功耗。單路分流衰減法對于小信號測量誤差較大。雙路分流衰減法可很好地滿足硅探測器與Front-end ASIC動態范圍匹配要求，且對小信號的測量影響是可控的，相對于另外兩種方法更具優勢。

［1］ WU Feng，WANG Huanyu.Design and performance study of the LEPD silicon tracker onboard the CSES satellite［J］.Chinese Physics C，2013，37（2）：026004.

［2］ 謝一岡，陳昌，王曼，等.粒子探測器與數據獲取［M］.北京：科學出版社，2003.

［3］ SPIELER H.Semiconductor detector systems［M］.United Kingdom：Oxford University Press，2005.

Study on Charge Distribution of Silicon Detector Signal

ZHANG Yun-long1，2，WANG Huan-yu2，WU Feng2，CUI Xing-zhu2，ZHANG Fei2，LIANG Xiao-hua2，PENG Wen-xi2，LIU Ya-qing2，DONG Yi-fan2，GUO Dong－ya2，FAN Rui-rui2，GAO Min2，ZHAO Xiao-yun2，JIANG Wen-qi2，GONG Ke2，WU Di2，ZHOU Da-wei2，YU Jin-biao2
（1.College of Physics，Jilin University，Changchun130012，China；2.Key Laboratory of Particle Astrophysics，Institute of High Energy Physics，Chinese Academy of Sciences，Beijing100049，China）

The dynamic range matching technique between silicon detector（Si-PIN array detector and DSSD）and Front-end ASIC is the key technology.Three coupling methods to solve the problem of dynamic range matching were designed based on the generation and feature of silicon detector signal in this paper.The comparison result between the theoretical mode and experiment results shows that the coupling methods are feasible.

silicon detector；front-end electronics；coupling；ASIC

TL814

：A

：1000-6931（2015）01-0132-08

10.7538／yzk.2015.49.01.0132

2014-05-15；

2014-06-27

張云龍（1990—），男，吉林長春人，碩士研究生，應用物理學專業