基于數字控制ZVS移相全橋可調寬輸出電力試驗電源設計

廖世茜 肖宇迪 林健鵬 毛行奎

（福州大學電氣工程與自動化學院，福州 350108）

電力操作電源是用于電力系統的操作電源，按供電電源的性質可分為直流操作電源，交流操作電源。其中直流操作電源被廣泛應用于發電廠和變電站中，為控制負荷和動力負荷以及通信負荷等提供電源，是當代電力系統控制、保護的基礎。而交流操作電源的輸入和輸出都是交流電，交流電的頻率、相位及電壓特性決定了其不能通過簡單的并聯方式來實現冗余和備份，也就存在供電的單點故障點，一旦出現故障無法用備用電源及時保證供電。因此，采用直流操作電源為電力系統二次設備提供電源具有較高的可靠性和穩定性。

隨著電力電子器件和集成芯片的不斷革新，開關電源正朝著小型化、高頻化發展[1]。開關頻率的提高縮小了電路中磁性元件的尺寸，有助于實現電路的小型化，但也造成了開關損耗的增大。傳統的

硬開關方式在開關管導通和關斷期間會產生較大的開關損耗，若采用合理的軟開關技術，將大大降低開關管的開關損耗，提高轉換效率。相比模擬控制技術，數字控制技術具有控制電路簡單、運行穩定、控制精度高等優點，在電源中應用越來越廣泛。

ZVS 移相全橋變換器相比于簡單的全橋變換器，只增加了一個諧振電感，就實現了原邊側四個開關管的ZVS，廣泛應用于中大功率開關電源場合，具有軟開關、效率高等優點[2]。本文基于ZVS 移相全橋技術、數字控制技術，分析了一種數控DC/DC電力試驗電源的設計方法，并設計一臺輸出最大電流10A，電壓25～220V dc 連續可調、額定功率2.2kW 的實驗樣機，樣機具有輸出電壓寬范圍可調、效率高等特點，驗證了設計方案的可行性。

1 設計分析

1.1 系統方案

電源的功率電路原理框圖如圖1所示。系統采用移相全橋拓撲，將直流電壓變換成所需的直流電。在變壓器的原邊側，增加一個諧振電感，通過諧振電感、變壓器T 的漏感與開關管寄生電容的諧振實現軟開關[2]。電容Cb為隔直電容，防止變壓器原邊側的直流分量造成變壓器飽和[3]。

圖1 數控DC/DC 電力試驗電源功率電路

1.2 移相全橋變換器設計

來自電網的交流電經前級功率因數矯正電路穩壓得到380V dc，作為后級DC/DC 模塊的輸入電壓進行輸出電壓調節。因為本文研究的是DC/DC 模塊，所以輸入用380V dc 電源代替。在大功率應用場合，移相全橋變換器因其開關管工作在軟開關狀態，能有效降低開關損耗，提高變換器效率而廣受歡迎。

圖2為移相全橋變換器的控制框圖。變換器采用數字控制策略，MCU 選用 Microchip 公司的dsPIC33FJ32GS606。采樣電路采樣輸出電壓后送入MCU，經AD 轉換、程序運算后得到所需的驅動信號時序，繼而通過隔離驅動電路驅動開關管，實現變換器的輸出電壓調節。

圖2 移相全橋變換器控制框圖

圖3為移相全橋變換器的主要工作波形（具體工作原理可參考如[2]等相關參考文獻）。同一橋臂的兩個開關管互補導通，不同橋臂的開關管錯開一定的相位角開通。利用諧振電感Lr、變壓器T 的漏感與開關管DS 間寄生電容的諧振，實現開關管的零電壓開通與零電壓關斷，能有效提高變換器的效率和可靠性。

圖3 移相全橋變換器主要工作原理波形

諧振參數的設定對變換器的軟開關效果至關重要。若選用開關管漏源間電容Coss作為諧振電容，則諧振電感的電感值Lr應當滿足下列條件：

式中，ip_pk(min)為超前臂實現ZVS 時的最小原邊電流峰值[4-6]。

圖4為移相全橋變換器數字控制程序流程圖。采樣電路將輸出電壓采樣量送入MCU，經AD 轉換、PI 運算后得到所需的驅動信號時序，繼而通過隔離驅動電路驅動開關管，實現變換器的輸出電壓調節。

圖4 移相全橋數字控制程序流程圖

程序采用位置式PI 算法，其算法表達式為

式中，Kp、KI分別為比例常數、積分常數，e(k)、e(i)分別為第k、i次采樣值與基準值的偏差量。

2 仿真分析

為了初步驗證電路的工作原理及電路參數設計的合理性，使用Saber 仿真軟件進行閉環仿真分析。其仿真電路如圖5所示。圖5（a）為變換器主電路拓撲，假設開關管為理想開關，在理想開關管的兩端并聯二極管和電容，用于模擬實際器件。因為使用了理想開關管，因此直接采用芯片的圖騰柱輸出來驅動開關管；變壓器選用理想變壓器。仿真參數為：輸入電壓380V dc，移相全橋變換器開關頻率65kHz，諧振電感80μH，隔直電容0.58μF/630V，變壓器原副邊變比14∶11。圖5（b）為變換器控制電路。在誤差放大器中，輸出電壓采樣量與基準比較得到誤差信號，經PI 運算后得到占空比，移相角生成器根據占空比得到變換器所需移相角，并驅動主電路中四個開關管，實現輸出電壓調節。

圖5 Saber 仿真電路圖

電路閉環控制時滯后橋臂上下管S1、S2的驅動波形vgs1、vgs2和超前橋臂上下管S3、S4的驅動波形vgs3和vgs4如圖6所示。從圖中可以看到，S4的驅動波形滯后于S1的驅動波形，二者的導通時間相差一個0～180°的移相角，S3的驅動波形滯后于S2一個0～180°的移相角，說明電路實現了開關管的移相控制。

開關管S2、S4的驅動波形vgs和DS 兩端的電壓vds如圖7所示。當開關的DS 端電壓vds降為零以后，開關才開始導通，實現了零電壓開通；當開關關斷以后，DS 端電壓才從零開始上升，實現了零電壓關斷。綜上，電路實現了ZVS。

圖6 開關管驅動波形

從開關管的DS 端電壓波形可看出，vds最大值為380V，與直流源輸入電壓相同，符合設計要求。

圖7 開關管S2、S4 的驅動波形vgs 和 DS 兩端的電壓vds

仿真實驗的時間設為0～30ms，步長為20ns，輸入380V dc，當輸出為220V/10A 時輸出電壓波形如圖8所示。圖中，電壓從零開始上升至220.5V dc后開始下降，最終趨于平穩，電壓值穩定在220V dc，電壓過沖即超調電壓為0.5V，超調量為0.2%，近似無超調，響應時間為11.5ms，紋波約為0.1V。

圖8 額定工作狀態下輸出電壓波形

綜上可知，該設計方案設計合理。

3 實驗結果分析

基于以上分析設計的參數，設計了一臺實驗樣機。樣機參數如下：輸入電壓380V dc，輸出直流電壓25～220V 連續可調，輸出電流最大10A，額定220V dc/10A。當輸出電流超過10A 時，輸出轉為恒電流輸出 10A。移相全橋變換器開關頻率65kHz，開關管選用 IRFP460，其漏源極間電容Coss=480pF，諧振電感80μH，隔直電容0.58μF/630V，變壓器原副邊變比14∶11。實驗樣機如圖9所示（未標出的全橋電路其他器件位于電路板背面）。

圖9 實驗樣機實物圖

移相全橋變換器工作波形如圖10至圖12所示，圖10則為不同輸出電壓、輸出電流等于10A 時S1、S4的驅動電壓、兩橋臂中點電壓vAB及原邊電流波形ip，可以看出變換器在不同的輸出電壓條件下，都可以很好地工作；圖11為輸出電壓220V dc、不同帶載情況下超前臂開關管S1的驅動電壓vgs、漏源極電壓vds以及諧振電感電流ip波形，在很寬的負載范圍，S1均可以實現ZVS；圖12為滯后臂開關管S4的驅動電壓vgs、漏源極電壓vds以及諧振電感電流ip波形，當帶載50%以上，S4實現ZVS。

在輸入電壓380V dc 條件下，各輸出電壓下測得實驗樣機效率曲線如圖13所示。在額定輸出220V dc 條件下整機的效率最高，此時輕載大于85%，若帶載大于20%，效率均大于90%，最大95%。

圖10 不同輸出電壓、輸出電流等于10A 時S1、S4 的驅動電壓、兩橋臂中點電壓vAB 及原邊電流波形ip

圖11 輸出220V dc、不同帶載情況下，S1 驅動電壓vgs、漏源間電壓vds、諧振電流ip

圖12 輸出220V dc、不同帶載情況下，S4 驅動電壓vgs、漏源間電壓vds、諧振電流ip

圖13 輸入380V dc、輸出220V dc 時的整機效率曲線

4 結論

論文根據電力試驗電源功率等級、輸出電壓寬的特點，采用數字控制ZVS 移相全橋變換器方案設計了一臺輸出功率2.2kW 電力試驗電源。實驗樣機輸出采用限壓恒流控制，當負載電流超過預定值（10A）時，轉為恒電流輸出。樣機電壓范圍寬達25～220V，在寬的輸出電壓和較大負載下工作穩定，均能實現原邊側開關管的ZVS，有較高效率，驗證了系統方案、設計和數字控制有效可行。

[1] (美) Sanjaya Maniktala,王志強,鄭俊杰等譯.開關電源設計與優化[M].北京: 電子工業出版社,2006.

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