基于DDS的地震檢波器測試儀信號源設計

李淑清 丁 勇 李 輝

(天津科技大學電子信息與自動化學院，天津 300222)

基于DDS的地震檢波器測試儀信號源設計

李淑清 丁 勇 李 輝

(天津科技大學電子信息與自動化學院，天津 300222)

為了解決傳統測試儀信號源產生的交流激勵信號頻率控制不便、輸出離散點多時頻率范圍受限的問題，并實現檢波器各項性能參數的檢測，研制了新型的檢波器測試儀信號源。通過對測試儀信號源進行具體的分析，給出了詳細電路圖。信號源是由MSP430單片機和直接頻率合成器(DDS)芯片AD9833構成的，通過串行接口編程設定。與現有的測試儀信號源相比，該信號源轉換時間快，頻率穩定度良好；周期離散點多；每周期輸出4 096個點時頻率范圍可達1～100 Hz以上；信號失真度可達到0.1%以下，能夠滿足檢波器測試儀的激勵信號要求。

檢波器測試儀 直接頻率合成器 信號源 MSP430單片機 串行接口 失真度

0 引言

地震檢波器是用于地震勘探的傳感器，它的質量直接影響到勘探結果的準確性。所以，在實際應用中要對檢波器進行測試，剔除技術指標差和失效的地震檢波器。因此，用于檢測地震檢波器各項性能參數的測試儀顯得非常重要。

信號源電路是檢波器測試儀的重要組成部分，激勵信號的精度和穩定度對檢波器性能參數的測量至關重要[1]。目前的測試儀信號源頻率控制不方便，轉換時間長，輸出低失真度的信號時，成本很高。為了解決這些問題，急需設計一個精度高、穩定度好并且滿足激勵信號要求的信號源。本文重點介紹測試儀信號源的原理和電路設計。

1 檢波器測試儀的原理

檢波器測試儀原理說明如下。

① 在檢波器線圈兩端加上一恒定直流電壓，通過測量流過地震檢波器內部的電流，可以得到地震檢波器的固有電阻和泄漏度。

② 在檢波器線圈兩端加上電壓，則線圈在加上電壓的瞬間受電動力效應的影響偏離原來的平衡位置并被抬起。通過開關使電流瞬間斷開后，線圈將在原始的平衡位置做衰減振蕩，根據電磁感應定律，會輸出相應的電壓波形。對這個電壓波形進行分析，可獲得檢波器的阻尼系數、固有頻率和靈敏度。

③ 給檢波器線圈施加一個低失真、穩定的正弦波電壓信號，測量輸出的信號可以得到檢波器的失真度[2]。

2 檢波器測試儀的信號源

目前,產生檢波器測試儀所需要的激勵信號的方法有三種。一是采用專用設備,如信號發生器；二是采用分立元件構成非穩態的多諧振蕩器振蕩；三是直接采用DAC輸出所需激勵信號。信號發生器雖然信號精確，調制方便，但是采購費用高，并且體積龐大，搬動不便。而采用分立元件組成電路，不同頻率范圍值的測量往往需要通過硬件電路的切換來實現，且電路設計復雜、 操作不便。采用直接的DAC輸出，需要事先將波形數據存儲在外部存儲器里，由于離散點數限制，其輸出頻率范圍窄，轉換時間長。

直接數字頻率合成器(direct digital synthesizer，DDS)是目前廣為應用的頻率合成技術，它具有頻率轉換時間短、頻率分辨率高、控制靈活方便的優點[3]。因此，自行研制的檢波器測試儀采用直接頻率合成技術構成它的信號源。該測試儀是一種便攜式的設備。

3 信號源總體方案設計

本測試儀信號源主要采用TI的16位低功耗微控制器MSP430F2274和ADI公司的AD9833芯片。這是一款采用DDS技術、低功耗、可編程的波形發生器。器件采用MSOP封裝，非常小巧，外圍電路簡單，通過SPI接口和單片機相連，編程可生成正弦波、三角波、方波。輸出頻率和相位都可通過軟件編程，易于調節。當AD9833的主頻時鐘為25 MHz時，精度為0.1 Hz；

當主頻時鐘為1 MHz時，精度可以達到0.004 Hz。根據測試儀的要求，信號源必須能產生低失真度的頻率與幅度均可調的信號波形。因此信號源電路主要有信號源控制電路、AD9833信號發生電路、信號處理電路[4]。總體設計框圖如圖1所示。

圖1 總體方案設計框圖Fig.1 Block diagram of overall scheme design

4 信號源的電路設計

信號源電路包括信號發生電路、直流濾除和放大電路、信號衰減電路、低通濾波電路和峰值檢波電路，具體電路如圖2所示。

圖2 信號源電路原理圖Fig.2 Schematic diagram of signal source circuitry

4.1 信號發生電路

正弦波通常用其幅度來表示：a(t)=sin(ωt)。不過，這類正弦波是非線性曲線，因此除非通過分段構建，否則不易生成。此外，角度信息在本質上是線性的。也就是說，每個單位時間內，相位角度會旋轉固定角度。角速率取決于信號頻率，即ω=2πf。

已知正弦波的相位是線性的，如果給定參考時間間隔，則可以確定該周期內的相位旋轉情況。ΔP=ωΔt，ω=ΔP/Δt=2πf，求出f并用參考時鐘頻率替換參考周期(Δt=1/fM)，則有：

f=ΔP×fM/2π

(1)

AD9833根據式(1)來構建輸出，它的核心就是28 位的相位累加器。累加器由加法器和相位寄存器組成。每來1個時鐘，相位寄存器以步長增加1，相位寄存器的輸出與相位控制字相加后輸入到正弦查詢表地址中。正弦查詢表包含1個周期正弦波的數字幅度信息，每個地址對應正弦波中0°～360°范圍內的1個相位點。查詢表把輸入的地址相位信息映射成正弦波幅度的數字量信號，通過DAC輸出模擬量。

AD9833具有兩個相位寄存器，其分辨率均為2π/4 096。相位寄存器每經過(228/M)個主時鐘后回到初始狀態，相應地正弦查詢表經過一個循環回到初始位置。這樣就輸出了一個正弦波。輸出的正弦波頻率為：

fOUT=M(fM/228)

(2)

式中:M為頻率控制字，由外部編程給定，其范圍為 0≤M≤228-1；fM為外部輸入晶振頻率。

AD9833無需外接元件，輸出頻率和相位都可通過軟件編程,易于調節。頻率寄存器是28位的，無需外界元件，僅需要1個外部參考時鐘、1個低精度電阻器和1個解耦電容器，通過SPI總線對其進行控制[5]。

4.2 直流濾除和信號放大

由于AD9833輸出的信號具有1V的直流偏置，需要濾除直流信號。濾波的方法有兩種：一種是在后續加上減法電路，抵消偏置直流電壓；一種是利用較大的隔直電容和運算放大器組成交流跟隨電路。第一種方法電壓控制不好，故不采用。第二種方法不僅可以濾除直流，而且還對電路做了一級跟隨，增加了電路的可操作性和穩定性[6]，故采用第二種方法。

采用TI公司的儀用差動放大器INA128對濾除直流后的信號進行差動放大，既消除了共模干擾，也增大了信號幅度，為后面的信號處理做準備。由于需要輸出的信號質量較高，本課題中采用的均是低功耗和低噪聲芯片。

4.3 信號衰減器

TLC7524是TI公司的一款8位D/A轉換器，利用它內部的R-2R電阻網路和模擬開關可以構成所需要的衰減器。

在基準電壓輸入不變的情況下，當輸出的數字量為D時，從OUT1引腳流出的電流為

IOUT1=(UREF/R)×(D/2n)

(3)

式中:R為TLC7524的電阻網路1R的值;n為轉換器的位數[6]。

所以，當模擬輸入信號從基準電壓輸入端REF輸入，RFB接運放輸出端(使用芯片內的反饋電阻)時，信號衰減電路增益為G=D/256,是增益小于1的衰減器[7]。

4.4 二階壓控有源型低通濾波器(LPF)

信號在經過放大和衰減后，會產生一些高次諧波，為了消除其他頻率的干擾信號，需要進行低通濾波。根據激勵信號要求的范圍(0～100 Hz)，設計了一種壓控有源型二階低通濾波器。

普通二階低通濾波器如圖3所示。

圖3 普通二階LPF和幅頻響應曲線Fig.3 General second order LPF and amplitude frequency response curves

當f=0或頻率很低時，各電容視為開路，通帶內的增益為Avp=1+Rf/R1，普通二階低通濾波器的傳遞函數為：

UO(s)=AvpU(+)(s)

(4)

U(+)(s)=UN(s)/(1+sCR)

(5)

(6)

通常有C1=C2=C，聯立求解以上三式，可得濾波器的傳遞函數為:

(7)

二階壓控型低通有源濾波器中的一個電容器C1原來是接地的，現在改接到輸出端。顯然C1的改接不影響通帶增益，二階壓控型LPF的傳遞函數為：

UO(s)=AvpU(+)(s)

(8)

(9)

N節點的電流方程：

(10)

聯立求解以上三式，可得LPF的傳遞函數為:

(11)

式(11)表明，該濾波器的通帶增益應小于3，才能保障電路穩定工作。

由傳遞函數可以寫出頻率響應的表達式，即:

(12)

定義有源濾波器的品質因數Q值為f=f0時的電壓放大倍數的模與通帶增益之比，即：

(13)

(14)

以上兩式表明，當21，在f=f0處的電壓增益將大于Avp，幅頻特性在f=f0處將抬高。

當Avp≥3時，Q=，有源濾波器自激。由于C1將接到輸出端，等于在高頻端給LPF加了一點正反饋，所以在高頻端的放大倍數有所抬高，甚至可能引起自激[8-9]。

一般來說，Q取0.7能獲得較好的頻譜響應。此外，電容不宜選取過大。選取0.1 μF的電容，則已知截止頻率，根據公式可以很容易算得所用元件的參數。

4.5 峰值檢測

采用LF398作為峰值采樣/保持電路的核心。LF398是一種反饋性采樣/保持放大器，它的第8個引腳為采樣保持器的控制腳。輸入高電平時，芯片工作在采樣狀態；輸入低電平時，芯片工作在保持狀態。由于回路阻抗很大，所以保持功能很強，電路的保持功能依靠C24對FILTERSIGOUT充電來實現，因而對電容的要求較高，一般選用有機薄膜介質電容。OPA2211構成比較器電路，將被測信號與保持信號ADIN進行比較。若FILTERSIGOUT>ADIN，則比較器輸出高電平，開啟LF398進入采樣狀態；若FILTERSIGOUT

4.6 單片機控制電路

控制電路主要是由TI公司的16位低功耗單片機MSP430F2274和它的外圍電路組成。外圍電路有復位電路、無源晶振電路和電源濾波等，如圖4所示。

圖4 單片機控制電路Fig.4 SCM control circuit

由于此單片機支持2線制JTAG在線仿真，故可以連接TI的LANCHPAD進行調試。通過SPI總線和并行總線，對AD9833和TLC7524組成的信號發生電路和衰減器進行控制。峰值檢測電路中運放的負相輸入端ADIN通過430單片機的A/D采集峰值，通過單片機算法調整衰減器的增益，達到控制信號輸出幅值大小的目的。這是一種閉環控制[11]。

5 軟件設計

首先，對MSP430F2274單片機進行初始化，配置時鐘、A/D功能模塊和控制AD9833的SPI總線;接著預置衰減器的增益和初始化AD9833;然后通過寫控制字和寫頻率相位寄存器改變輸出頻率。通過A/D采樣通路，改變衰減器增益，實現閉環控制。軟件流程如圖5所示。

圖5 軟件流程圖Fig.5 The flowchart of software

6 結束語

研究設計的檢波器信號源不僅可以達到傳統測試儀信號源的精度要求，而且失真度小，結構簡單，成本低；采用閉環控制，使輸出信號幅度更加穩定。 產生的

直流信號電壓為-5～5 V，穩定度為±0.1%；交流信號電壓為-5～+5 V，穩定度為±0.1%；交流信號畸變小于±0.01%，頻率調節范圍為1～100 Hz。

DDS作為一種新型技術，相對帶寬寬，頻率轉換時間短，頻率分辨率高；控制靈活方便，體積小，電路簡單，便于攜帶和安裝。隨著電子技術的發展，在校準和開發中對所用信號源要求的提高，DDS技術的應用會越來越普及。

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Design of the Signal Source for Geophone Tester Based on DDS

To solve the problems of traditional tester signal source, e.g., the frequency of the AC excitation signal is difficult to be controlled, and frequency range is limited for more output discrete points, and to implement detection of various performance parameters for geophone, the new type of geophone tester signal source is researched and developed. Through specific analysis of tester signal source, detail circuit diagram is given. The signal source is composed of MSP430 single chip machine and direct digital synthesizer (DDS) chip AD9833, and is programming setup through serial interface. Comparing with existing tester signal source, this signal source features fast conversion, stable frequency and more cycle discrete points, when 4 096 points output in one cycle, the frequency range is up to 1～100 Hz; the signal distortion is less than 0.1%; it can satisfy the requirement of excitation signal for geophone tester.

Geophone tester Direct digital synthesizer(DDS) Signal source MSP430 SCM Serial interface Degree of distortion

李淑清(1960-)，女，2009年畢業于天津大學儀器科學與技術專業，獲博士學位，教授；主要從事檢測技術與系統的研究。

TP216+.1

A

10.16086/j.cnki.issn1000-0380.201506023

修改稿收到日期：2014-08-13。