直接并聯模塊化逆變器零序環流抑制

張明銳 宋柏慧 林顯琦 歐陽麗 孫 華

（1.同濟大學電子與信息工程學院 上海 201804 2.青島四方車輛研究所 青島 266112 3.上海電氣集團股份有限公司中央研究院 上海 200070）

0 引言

為解決小容量分布式電源高效、可靠地并網發電問題，美國北卡州立大學與亞利桑那州立大學等提出了未來可再生電能傳輸和管理（Future Renewable Electric Energy Delivery and Management，FREEDM）微網模型[1,2]。FREEDM 微網中各分布式電源（Distributed Generator，DG）、分布式儲能設備（Distributed Energy Storage Device，DESD）和負載通過核心設備固態變壓器（Solid State Transformer，SST）接入，實現即插即用，是未來“能源互聯網”的重要研究內容[3]。

FREEDM 微網是一種新型智能配電網，采用環形網絡結構，額定電壓為10kV[4]。隨著DG 并網功率的增加，提升SST 的容量成為研究熱點，在多級結構的SST 中，可采用高壓側串聯和低壓側并聯電路[5,6]，為減小SST 高壓側逆變器的電流，也可采用模塊化逆變器并聯結構。逆變器的直接并聯，使環流問題變得非常突出，圖1給出了SST 高壓側并聯模塊之間環流的路徑。環流可分為零序環流和非零序環流，對采用LC 濾波器且具有電流內環控制的并聯模塊，非零序環流很小，可忽略，零序環流是主要成分[7-9]。過大的零序環流不僅會增加系統的損耗，而且會引起不均流問題，造成并聯模塊電流應力的不均衡和嚴重的電磁干擾，影響功率開關管的壽命，因此必須對其進行抑制[10-12]。

圖1 n臺模塊化逆變器直接并聯拓撲結構Fig.1 Topology of directly parallelnmodular inverters

為解決零序環流問題，通常采用隔離法，使用獨立的直流電源供電，或者在交流側加入隔離變壓器[13]，上述做法均在硬件上消除了環流的通路，但存在增加系統體積和重量的缺點[14]。不采用任何被動元件的直接連接方法成為研究熱點，但需通過控制策略對環流進行抑制。文獻[15]采用滯后控制解決上述問題，但滯后寬度很難選取，并且在載波頻率較低時，零序環流諧波很大。文獻[16]采用從屬逆變器輸出零序電壓跟蹤主逆變器的方法，開環控制會使零序電流在輸出阻抗很小時變得很大，輸出零序電壓誤差也很大。還有的學者把所有的并聯逆變器看作一臺進行同步控制，但隨著變換器數量增多，該方法變得復雜且操作不靈活。

本文在逆變器dq0 坐標模型的基礎上，提出理想機模型，根據dq0 坐標下控制信號與逆變器輸出電壓的對應關系，對PWM 信號進行反饋調節，實現零序環流的抑制。在PSCAD/EMTDC 環境下建立兩個高壓逆變器的并聯模型，利用載波擾動模擬零序環流的產生，仿真結果驗證了所提控制策略的有效性。

1 零序環流建模

1.1 零序環流平均模型

多臺逆變器直接并聯電路結構如圖1所示，本文主要研究SST 高壓側直接并聯逆變器之間的環流問題，在高壓側直流電壓穩定時，將SST 視為直流電壓源經過逆變器并網。假定所有并聯模塊設計參數一致，逆變器三相橋臂電路對稱，通用單相橋臂電路的平均模型如圖2所示。

圖2 通用單相橋臂Fig.2 General one phase leg

圖1和圖2中，vdc(Vdc)為高壓側直流電壓；idci(Idci)為高壓側直流電流；uxi(Uxi)、ixi(Ixi)分別為逆變器的輸出相電壓和相電流；uxc(Uxc)、ixc(Ixc)分別為公共連接點（Point of Common Coupling,PCC）處的相電壓和相電流；dxi為逆變器上橋臂IGBT 控制信號的占空比；Ri、Li和Ci分別為濾波器等效電阻、電感和電容。其中，x=a,b,c，i=1～n。

利用單相橋臂的平均模型組合建立n臺三相逆變器直接并聯的平均模型如圖3所示。

圖3 n臺三相逆變器直接并聯平均模型Fig.3 Average model ofdirectly parallelninverters

PCC 處電壓為

由式（1）三相分別相加求和得

定義零序電壓Uzc、零序電流Izi和零序占空比dzi為

由式（2）和式（3）得

由式（4）得n臺直接并聯逆變器的零序環流平均模型如圖4所示。

圖4 零序環流平均模型Fig.4 Average model of zero sequence circulating current

零序環流是指各并聯逆變器之間的電流，滿足

1.2 dq0 坐標下零序環流模型

為實現有功和無功的解耦控制，由圖1直接給出逆變器的dq0 坐標模型為

式中，0 軸電流與三相電流關系為

與式（3）對比發現，零序環流是0 軸環流的3倍，因此通過控制 0 軸環流即可實現零序環流的 抑制。

2 逆變器控制策略

2.1 PWM 控制器及其誤差擾動

SST 的并網策略是通過高壓逆變器的PWM 控制實現的[5]。PWM 信號會因運算放大器零點漂移、諧波擾動和信號延遲等因素造成逆變器輸出電壓的中心點電位偏移、幅值波動和相位差異。

本文通過載波信號的中心點電位、幅值和相位差異，分別模擬運放零點漂移、諧波擾動和信號延遲，如圖5所示。

圖5 載波差異Fig.5 Carrier wave differences

2.2 dq0 坐標下零序環流分析

dq0 坐標到abc 坐標的電壓變換關系為

式中，變換矩陣為

設置φ在0 附近變化，則調制波幅值主要由d軸分量控制，為保證控制方程的單調性，相角由q軸分量控制。由式（10）可得在額定值附近dq0 軸分量與調制波電壓參數的關系如圖6所示。

圖6 參考信號與輸出電壓關系Fig.6 Relationship between reference signal and output voltage

理想情況下，無環流存在，n個逆變器模塊輸出電壓、電流均相等，因此存在如下關系

式中，idLX、iqLX和i0LX表示理想情況下逆變器d、q、0 軸電流分量；idc、iqc表示公共連接點d、q 軸電流分量。

由于每個模塊設計統一，因此有Li=L，Ri=R。定義理想機模型，即無環流時各臺逆變器的統一數學表達，由式（6）得

式中，udLX、uqLX和u0LX表示理想情況下逆變器輸出電壓d、q、0 軸分量；udc、uqc表示公共連接點d、q 軸電壓分量。

由式（11）和式（12）得

理想機模型是并聯系統無零序環流時各逆變器的實時參考模型，也是控制目標。通過式（6）與式（13）作差得反饋調節量，即實際運行狀態下逆變器輸出電壓與理想機輸出電壓之差

為提高控制器的快速響應能力和穩定性，增加PI 控制環節

由式（15）得控制框圖如圖7所示。

圖7 零序環流抑制策略框圖Fig.7 Diagram of zero-sequence circulating current restraining strategy

由圖6和式（15）可知，在利用q 軸反饋調節輸出相角時，會引起輸出電壓幅值誤差。為提高零序環流抑制器的調節效率和準確度，采用如圖8所示的流程圖對dq0 軸分量進行順序調節，使控制器按照0 軸、q 軸和d 軸的優先級順序依次對直流分量、相位和幅值進行循環調節，可削弱q 軸反饋調節對輸出電壓幅值的影響，提高調節效率。

理想機模型的引入使得各模塊只需采集自身以及PCC 處的電壓、電流信號，即可實現零序環流抑制，無需對與之并聯的其他模塊進行數據采集和信息交流。對采用LC 濾波器加多環控制器方法的逆變器而言[17]，輸出電壓、電流諧波含量少，電能質量高，控制方法易實現，同時增加了并聯模塊即插即用的靈活性，降低了逆變器間的相互干擾。單個模塊控制策略如圖9所示。

圖8 順序控制方案流程Fig.8 Flow chart of sequential control strategy

圖9 單個模塊控制策略Fig.9 Control strategy of one modular

3 仿真分析

3.1 仿真模型

在PSCAD/EMTDC 環境下建立如圖1中所示的兩個模塊直接并聯模型。FREEDM 網絡額定電壓為10kV（允許±0.05(pu)波動），額定頻率為50Hz（允許±0.2Hz 波動），每個模塊的額定容量為500kV?A，組成的并聯系統總容量提升至1MV?A。分別采用小信號分析法和極點配置法選取使系統穩定運行的下垂系數和雙環控制參數[17-20]，見表1。

表1 系統參數Tab.1 System parameters

（續）

3.2 無載波擾動仿真

無載波擾動時，仿真結果如圖10所示。

圖10 無載波擾動時仿真結果Fig.10 Simulation results without carrier wave disturbance

可見，在電壓、電流雙環控制作用下，環網線電壓有效值穩定在10kV；在有功-相角下垂控制作用下，環網頻率波動很小；由于搭建的模型都是理想器件，兩個模塊參數都相同，即使不啟動零序環流抑制策略，輸出電壓差異微小，零序環流在±0.1A內波動，小于額定輸出電流有效值的0.5%，每個模塊輸出功率穩定在500kV?A。

3.3 零序環流抑制策略仿真

采用載波信號中心點偏移、幅值差和相位差分別模擬逆變器控制中運放零點漂移、諧波干擾和信號延遲等影響因素，在三種工況下進行環流抑制策略效果的驗證仿真，載波參數見表2。

表2 三角載波參數Tab.2 Parameters of triangle carrier waves

圖11 0 軸環流抑制策略結果Fig.11 Results of 0-axis circulating current restraining

工況1：t=0s時，加入載波中心點偏移擾動；t=0.2s時，啟動0 軸環流抑制策略，結果如圖11所示。

工況2：t=0s時，同時加入載波中心點偏移和幅值差擾動；t=0.2s時，同時啟動0 軸和d 軸環流抑制策略，結果如圖12所示。

圖12 0 軸和d 軸環流抑制策略結果Fig.12 Results of d0-axis circulating current restraining

工況3：t=0s時，同時加入載波中心點偏移、幅值差及相位差擾動；t=0.2s時，同時啟動dq0 軸環流抑制策略，結果如圖13所示。

仿真結果表明，載波中心點的偏移是影響零序環流幅值的關鍵原因，同時會造成輸出功率的波動；載波幅值差導致并聯模塊的出力不均；載波相位差則會增加零序環流的諧波含量。加入環流控制后，兩臺逆變器的輸出電流波形趨于一致，零序環流得 到抑制，輸出功率變得穩定，且保持了較高的功率均分準確度。

圖13 dq0 軸環流抑制策略結果Fig.13 Results of dq0-axis circulating current restraining

4 結論

本文提出的基于理想機模型的環流抑制策略，不僅能夠有效抑制直接并聯逆變器模塊間的零序環流，而且可實現模塊出力的有效均分。實際應用中，模塊間無需通信，并聯模塊數目不受限制，有利于逆變器向多模塊、大容量發展。對于FREEDM 微網中 SST 高壓側逆變器的容量提升具有實際應用價值，也為DG 并網變換器的模塊化技術提供了參考。

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