模塊化多電平換流器的環流控制策略

周國威

(東北電力大學電氣工程學院，吉林 吉林 132012)

1 引言

隨著近年來電力電子技術的高速發展，基于電力電子技術的電力器件、控制策略等呈多元化發展，其中輕型直流輸電技術在電力系統中的應用發展最為迅速。在輕型直流輸電系統中，基于全控型電力電子器件(IGBT等)和PWM技術的電壓源型換流器(Voltage Source Converter，即 VSC)得到廣泛應用和快速發展[1，2]。由于輕型直流輸電系統能夠獨立有效控制有功功率和無功功率，并且可在無源逆變方式下運行工作，因此相比傳統直流輸電系統而言，其更易進行模塊化設計和構成并聯的多端直流輸電系統。

輕型直流輸電系統中原有換流器存在固有缺陷，為了彌補缺陷并提高換流器的性能，直流系統廣泛采用兩電平或三電平換流器。考慮到單器件耐壓水平和容量有限，將若干功率器件通過串并聯，就可以實現大功率應用。但是該方法輸出特性較差，因此該方法要求開關器件固有參數和運行環境具有一致性。模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter，簡稱MMC)的發展和應用，使得上述存在的問題能夠有效解決。德國學者提出“MMC”的概念[3，4]，其基本原理是子模塊電壓疊加得到電壓輸出，該輸出諧波量少，因此適用在輕型直流輸電系統中。Trans Bay Cable工程是基于MMC的直流輸電工程，其額定功率為400MW;同時亞洲首條輕型直流輸電示范工程，也于2011年在上海南匯風電場投入運行，其運行的電壓等級為±30kV，其輸送容量達到 20MW[5，6]。

首先介紹MMC基本工作原理，考慮到換流器固有特性，在此基礎上建立MMC的等效模型，并提出一種改進的環流控制策略，最后在Matlab/Simulink中對該控制策略進行仿真驗證。

2 MMC結構及工作原理

圖1為模塊化多電平換流器的等效拓撲圖。如圖所示，每個換流器分為三個相單元U、V、W，每個相單元包括一上、一下兩個橋臂，分別用P、N代表。同時每個橋臂由N個結構相同的子模塊(Sub－module，SM)和一個電抗器L構成[7－9]。串聯電抗器能夠抑制相間環流和沖擊電流，提高系統的可靠性。

圖1同時給出了子模塊的基本電路，它是由兩個IGBT(VT1、VT2)串聯、兩個二極管(VD1、VD2)反并聯和一個并聯電容器構成。Ucj(j=1～N)表示電容器電壓，Uj(j=1～N)表示子模塊兩端電壓，i表示流入子模塊的電流，各變量的參考方向，如圖中所示。

子模塊運行狀態分為三種:投入狀態，此時VT1導通，VT2關斷，同時子模塊輸出電壓為Ucj;切除狀態，此時VT1關斷，VT2導通，同時子模塊輸出電壓為零;閉鎖狀態，此時VT1、VT2都關斷(正常運行時，不允許出現此種工作狀態)。

圖1 MMC基本拓撲圖和子模塊基本結構圖

由以上分析可得出，只要對每個SM上下兩個IGBT的開關狀態進行合理地控制，就可以實現投入或切除該SM，進而實現交流側電壓的多電平輸出。MMC換流器每相上、下橋臂各有N個子模塊，每相可產生的電平數最多為N+1個。

各個子模塊的直流側電容電壓是用來支撐直流母線電壓的，為使直流側電壓波形不發生畸變，任意時刻每個相單元都必須有N個子模塊運行在投入狀態下。當上橋臂切除某個子模塊，同時下橋臂需要投入一個子模塊。因此，相單元上橋臂和下橋臂的工作情況是需要對稱運行的。

3 MMC數學模型

圖2表示MMC換流器單端系統等值電路。

圖2 MMC等值電路

其交流側由交流電壓源、電阻和電感構成。兩個受控電壓源分別等效直流側各子模塊構成的上、下橋臂電壓。MMC直流側正母線用P點表示，MMC直流側負母線用N點表示，直流側假想中性點用O點表示。UD為直流側電壓，UU為交流側電壓。流經各橋臂的電流方向如圖所示。

由于三相對稱電路具有對稱性，因此只分析U相工作情況即可。設iPU、iNU分別為U相上、下橋臂電流，iU為U相交流側相電流，流經換流器上、下橋臂的內部電流稱內部環流，設為icir，則電路關系為:

U相內部環流表達式為:

UPU、UNU分別表示U相上、下橋臂所有子模塊疊加的橋臂電壓，其表達式為:

經過推導，MMC交、直流側模型電壓表達式為:

4 環流控制策略

4.1 子模塊電容電壓平衡控制策略

在MMC系統中，直流側電壓是由各子模塊支撐的，因此平衡控制各子模塊電容電壓對抑制內部環流意義重大。用調節子模塊電容充放電時間的方式來平衡各子模塊電容電壓。

函數y=sign{x}表示，當 x≥0時，y=1;當 x≤0時，y=－1。以橋臂電流方向確定輸出參考分量的極性。當Ucj小于時，子模塊充電。當電流方向為正，正的穩壓信號可以增加子模塊充電時間;當電流方向為負，負的穩壓信號可以減少子模塊放電時間。當小于Ucj時，子模塊是放電狀態，控制原理與上述情況對稱。

圖3 電容電壓平衡控制

4.2 子模塊電容電壓均衡控制策略

除調節各子模塊電容電壓充放電時間外，還應保證每個相單元上的各子模塊電容電壓是平均分配的，這樣在投入或切除子模塊時，會保證三相橋臂電壓保持對稱，進而避免內部環流的產生。

圖4 電容電壓均衡控制

設UU表示MMC交流側的輸出電壓，UD表示MMC直流側的電壓，則U相上、下橋臂的電壓參考值和分別表示為

4.3 改進的環流控制策略

采用子模塊電容電壓平衡及均衡控制策略，進行初步仿真驗證，結果表明以上兩種控制策略能夠一定程度上抑制環流畸變，但環流中二倍頻成分較大，具體見圖7(a)。由前文分析可以得出，MMC的內部環流是由于各相單元之間電壓不對稱導致的，它在MMC三相相單元之間流動，與交流側系統互不影響。因此，為了進一步抑制環流中的二倍頻成分，本文在子模塊電容電壓平衡及均衡控制策略基礎上，引入環流解耦控制，如圖5所示。

將一相的橋臂電流 ipj和inj(j=u、v、w)相加之后除以2，得到其內部環流 icirj，經過坐標變換后得到MMC內部環流的dq軸分量i2fd和i2fq，將它們與環流dq軸分量的參考值i2fd_ref和i2fq_ref做差比較后，經過比例積分調節器，再引入電壓前饋量以消除dq軸耦合部分，即可得到內部不平衡電壓降的dq軸參考值ucird_ref和u cirq_ref。最后經過逆變換得到期望的三相內部不平衡電壓分量參考值

圖5 環流解耦控制

獲得上、下橋臂電壓參考值表達式后，就可以配合相應的調制方式控制各子模塊的開通與關斷。

5 仿真驗證

在Matlab/Simulink環境下搭建圖2所示的MMC模型。在MMC模型中，每相由10個子模塊組成，上、下橋臂各5個子模塊。其參數為:直流電壓UD=5kV;子模塊電容C=4.7mF;子模塊的電容電壓參考值為uC

*=1kV;等效電阻 R=5Ω;交流側等效電感 L=10mH;橋臂電抗L=5mH。仿真結果如圖6所示。

圖6 U相上橋臂子模塊電容電壓

仿真模型中，子模塊電容電壓參考值選取為1kV，由圖6可以看出，電容電壓值基本穩定在參考值附近，波動范圍為±8%左右，電容電壓波峰略顯尖銳。

圖7 U相內部環流

圖7分別展示了改進的環流控制策略投入前后，U相內部環流的波形情況。比較(a)和(b)可得，電壓平衡及均衡控制投入前環流成分較復雜，幅值較大;電壓平衡及均衡控制投入之后，環流基本穩定，幅值明顯減小，頻率成分以二倍頻為主。比較(b)和(c)可得，將環流解耦控制投入之后，環流幅值進一步減小，二倍頻成分有效濾除，基本驗證了控制方法的有效性。

圖8 直流側電流

圖8所示為直流側電流波形，可以看出，直流側電流在經過兩個周期波動之后，基本趨于穩定。

圖9為交流側單相及三相電壓電流波形，由(a)和(b)可以看出，利用前述控制方法搭建的仿真模型基本實現了交流側相電壓的多電平輸出，交流側電壓、電流波形正弦性良好，隨著電平數的增加，電壓、電流波形的正弦性會更加良好。

圖9 交流側電壓及電流

由(c)和(d)可以看出，在采用改進的環流控制之后，交流側三相電壓、電流能夠實現多電平輸出，且正弦性良好，呈對稱狀態。

6 結論

針對換流器內部環流問題，建立了以電壓平衡及均衡控制策略為基礎的仿真模型。在此基礎上，對控制策略進行了改進，加入環流控制策略，并進行了仿真驗證，結果表明，改進后的環流控制策略能夠有效地抑制環流波動，理想地實現了MMC系統交流側電壓、電流的多電平輸出，具有出色的控制效果。

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