大型停車場電動汽車直流充電樁用低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器

秦嶺孔笑笑茅靖峰謝少軍胡茂

（1.南通大學電氣工程學院南通226019 2.南京航空航天大學自動化學院南京210016）

大型停車場電動汽車直流充電樁用低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器

秦嶺1，2孔笑笑1茅靖峰1謝少軍2胡茂1

（1.南通大學電氣工程學院南通226019 2.南京航空航天大學自動化學院南京210016）

提出一種新型大型停車場電動汽車充電設施——直流充電樁以及適用于該設施后級裝置的低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器。首先詳細分析該變換器的工作機理，給出軟開關實現的條件和功率管電應力；然后建立系統的CCM平均模型，得出穩態特性和動態特性；最后以320 V/50 A·h的磷酸鐵鋰動力電池為負載，通過一臺1.8 kW/80 kHz樣機進行實驗驗證。研究結果表明，該直流充電樁具有低諧波污染、高效率、長壽命、低成本以及易于批量建設等優點。

充電設施電動汽車電力電子變換器零電流軟開關低電應力

0　引言

隨著電動汽車示范推廣力度的加大，充電設施將扮演日趨重要的角色［1］。現有的充電設施主要有充電站、換電站以及交流充電樁等。充電站和換電站多采用1～2 C大倍率充電，在短時間（小于1 h）內快速完成動力電池的能量補給［2］，然而動力電池嚴重發熱，大大縮短了循環壽命［3］。交流充電樁主要是為車載充電機提供交流接口，并通過有源電力濾波器（APF）實現網側功率因數校正［4］。受體積、成本和重量的限制，車載充電機的功率普遍較小，只能慢充，因此交流充電樁的功率和體積也相應較小，便于在大型停車場大量安裝。然而，交流充電樁需要和車載充電機配合使用，這就限制了其應用。

直流充電樁是一種新型充電設施，不需要電動汽車配備充電機，只需要其提供直流接口，就可以直接對動力電池進行充電，從而提高了電動汽車的可靠性，并降低了整車成本；采用夜間慢充方式，既能獲得夜間電價補貼，又不縮短電池壽命，從兩方面節約了電動汽車的使用成本。因此，直流充電樁能夠對電動汽車的快速推廣起到積極作用，在未來電動汽車能源供給體系中將占有重要地位。

由于動力電池容量大（幾十千瓦時）、電壓高且變化范圍大（240～420 V）［5，6］，為了降低系統設計和控制的難度，大型停車場用直流充電樁的主電路采用圖1所示的兩級式結構。其中，前級通過三相不控整流電路得到約500 V的直流電，并采用并聯型APF實現網側功率因數校正；后級采用DC-DC降壓型變換器，以完成動力電池的恒流、恒壓充電。需要注意的是，為了提高直流充電樁的整體壽命，三相不控整流電路的輸出端未采用電解電容濾波。此外，由于實際應用中直流充電樁往往成組建設，因此可以在停車場配電間的交流進線側安裝中等容量的三相工頻變壓器進行總電氣隔離，以提高人身安全性，如圖1所示。這樣，后級DC-DC降壓型變換器就可采用單管非隔離拓撲（如Buck變換器），以降低直流充電樁的成本、體積和重量，并提高系統效率。

圖1　大型停車場直流充電樁的主電路結構Fig.1 The DC charging spot in large parking lot

后級DC-DC降壓型變換器是直流充電樁實現動力電池充電功能的基礎，其電磁干擾、效率、成本、體積和重量等性能對直流充電樁是否經濟、可靠地工作至關重要［7］。與傳統的Buck變換器相比，Superbuck變換器具有相同的電壓增益，但其輸入、輸出電流均連續［8］，因而前級APF的設計容量得以降低，且電磁干擾大大減小，因此更適合用作直流充電樁的后級變換器。

直流充電樁后級變換器的輸入電壓高達500 V左右，因此更加適合采用IGBTs作為開關管。為了實現直流充電樁的小型化和輕型化，需要提高開關頻率，然而IGBTs關斷時的電流拖尾所導致的關斷損耗也隨之急劇增加。解決上述問題的有效辦法是實現IGBTs的零電流開關。近幾年，各國學者陸續提出了多種ZCS-PWM技術方案［9-21］。文獻［9-14］利用輔助諧振電路實現了主開關管的零電流開關，減小了開關損耗。但主開關管電流為硬開關電流疊加諧振電流，因此電流應力和通態損耗很大。文獻［15-19］使諧振電流只流過輔助回路，有效解決了主開關管電流應力大的問題。但新的問題隨之而來，如：續流回路中存在多個二極管，增大了變換器的通態損耗［15，16］；采用了多個諧振電感或耦合電感，增大了鐵耗和結構復雜性［17-19］。上述缺陷在文獻［20］提出的ZCS-PWM方案中得以解決。然而，該方案中輔助二極管關斷時等效結電容和線路中的電感（包括諧振電感和線路分布電感）產生了高頻諧振，使得所有功率管均出現較大的電壓尖峰。這一現象在文獻［9，19］中也同樣可以觀察到。

過高的電壓尖峰導致電路中所有功率管的電壓定額被迫抬高了1倍，飽和壓降、通態損耗和成本都因此增加。因此，必須采取相應措施對電壓尖峰予以抑制。在功率管兩端并聯RC或RCD吸收電路，可有效抑制關斷時的電壓尖峰，但嚴重影響了系統效率。采用有源鉗位電路可緩解上述電壓尖峰問題，但無疑會導致主電路拓撲、控制及驅動復雜化［21］。文獻［11，14，15］指出，采用無源鉗位技術是消除ZCS-PWM DC-DC變換器中功率管電壓尖峰的最為經濟、有效地方法。

基于和文獻［15，20］相似的方案，本文提出了一種新型ZCS-PWM Superbuck變換器，其能夠在工作電壓和負載范圍內實現所有開關管的零電流開關，且主開關管的電流應力降到最低；在IGBT的發射極和儲能電容的一端連接鉗位二極管，消除了所有功率管的電壓尖峰，電壓應力也達到最低。由于該變換器具有效率高、電應力低、電磁干擾小、成本低、結構簡單以及體積重量小等優點，非常適合用作直流充電樁的后級變換器。首先詳細分析了該變換器的工作機理，給出了軟開關實現的條件和功率管電應力；然后建立了系統的CCM平均模型，得出穩態特性和動態特性；最后以320 V/50 A·h的磷酸鐵鋰動力電池為負載，通過一臺1.8 kW/80 kHz樣機實驗驗證了這種充電裝置的可行性。

1　低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器

1.1工作原理分析

本文提出的低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器如圖2所示。圖中，虛線框外的部分為傳統的Superbuck變換器，虛線框內的部分為ZCS-PWM輔助電路，它由輔助開關管S2、輔助二極管VD2、鉗位二極管VDc、諧振電感Lr和諧振電容Cr構成。

圖2　低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器Fig.2 Reduced electric stress ZCS-PWM Superbuck converter

為了簡化分析，作如下假設：①開關管、電感和電容均為理想元件；②二極管VD1、VD2和VD3的導通壓降為零，鉗位二極管VDc的導通壓降為UVDc；③所有二極管的結電容均等于Cj；④電容C1足夠大，C1?Cr，其端電壓UC1近似為恒定，故可等效為恒壓源；⑤電感L1、L2足夠大，L1?Lr，L2?Lr，其電流IL1和IL2近似恒定，故可等效為恒流源，且IL1+IL2= Io。基于上述假設，穩態時該變換器在一個開關周期的工作過程分為11個模態，每個模態對應的等效電路如圖3所示。

圖3　各模態等效電路Fig.3 Dynamic equivalent circuits of the proposed converter during one switching period

1）模態1［t0～t1］，其等效電路如圖3a所示。t0時刻前，S1、S2都關斷，IL1、IL2通過Lr、VD3續流，uCr（t）=0。在t0時刻，S1開通，Lr承受反向電壓UC1，其電流從Io線性下降，流過S1的電流iS1（t）相應地由零開始線性上升，所以S1為零電流開通。t1時刻，iS1（t）上升到Io，Lr中的電流iLr（t）相應地降為零，此時VD3零電流關斷，模態1結束。

2）模態2［t1～t2］，其等效電路如圖3a所示。在t1時刻，二極管VD3的結電容Cj，VD3與Lr經UC1、S1串聯諧振。t2時刻，uVD3（t）=UC1+UVDc，uVDc（t）= -UVDc，鉗位二極管VDc導通，其端電壓被鉗制在-UVDc，模態2結束。

3）模態3［t2～t3］，其等效電路如圖3b所示。VDc導通后，Cr與Cj，VD3相當于并聯在一起，又因為Cr?Cj，Cj，VD3可忽略不計。因此，在t2時刻，Lr與Cr將經過VDc產生串聯諧振。在t3時刻，iLr（t）=0，VDc零電流關斷，模態3結束。

4）模態4［t3～t4］，其等效電路如圖3b所示。在t3時刻，VDc的結電容Cj，VDc與Cr、Lr發生串聯諧振。模態4將一直持續，直至開關管S2導通。

5）模態5［t4～t5］，其等效電路如圖3c所示。在t4時刻，S2開通，VDc端電壓被鉗制為UC1，Cj，VDc與Lr的串聯諧振結束。此時，Lr、Cr通過UC1、S2發生串聯諧振。S2中的電流iS2（t）由零先逐漸上升，再逐漸下降，所以S2為零電流開通。t5時刻，uCr（t）達到最大值，iLr（t）=0，此時可以零電流關斷S2，模態5結束。

式中ILr，max=［UC1-uCr（t3）］/Z2。

6）模態6［t5～t6］，其等效電路如圖3d所示。t5時刻，Lr、Cr經過UC1、VD2、S1發生串聯諧振，uCr（t）從最大值逐漸下降，iLr（t）由零開始反向逐漸增大，VD2零電流開通。t6時刻，iLr（t）增大至Io，iS1（t）相應地減小為零，此時可以零電流關斷S1，模態6結束。

7）模態7［t6～t7］，其等效電路如圖3e所示。t6時刻，S1關斷，Lr、Cr通過S1的反并聯二極管VD1繼續諧振。VD1中的電流iVD1（t）由零逐漸增大，因此為零電流開通。在該階段，iLr（t）從Io增大到峰值后又逐漸減小。t7時刻，iLr（t）減小為Io，iVD1（t）為零，VD1零電流關斷，模態7結束。

8）模態8［t7～t8］，其等效電路如圖3e所示。此時，VD1的結電容Cj，VD1與Cr、Lr發生串聯諧振。又因為Cj?Cr，故Cr可等效為電壓源uCr（t7）。t8時刻，uVD1（t）=UC1+UVDc，uVDc（t）=-UVDc，鉗位二極管VDc導通，VDc端電壓被鉗制在-UVDc，模態8結束。

9）模態9［t8～t9］，其等效電路如圖3 f所示。VDc導通后，Lr與Cr經過VDc產生串聯諧振。t9時刻，uCr（t）減小至零，模態9結束。

10）模態10［t9～t10］，其等效電路如圖3g所示。t9時刻，uCr（t）=0，VD3導通，Lr兩端承受正向電壓UVDc，其電流從iLr（t9）線性上升，而VDc中的電流則相應由Io-iLr（t9）線性下降。t10時刻，iLr（t）上升至Io，VDc和VD2的電流下降為零，因此為零電流關斷，模態10結束。

11）模態11［t10～t11］，其等效電路如圖3h所示。從t10時刻開始，IL1、IL2經Lr、VD3續流。直到再次開通開關管S1，模態11結束。

1.2實現軟開關的條件

圖4為一個開關周期內變換器的主要波形。可看出，當且僅當VD1導通時關斷S1，才能實現S1的零電流關斷。因而，要確保該變換器在整個輸入電壓和負載變化范圍內都能實現所有開關管的零電流軟開關，必須滿足以下電流條件

式中Io，max為滿載時的輸出電流。

圖4　主要工作波形Fig.4 The relevantwaveforms of the proposed converter

1.3功率管的電應力

根據上述分析可知，諧振電流只流過輔助回路，因此主開關管的電流應力和硬開關時相同；添加鉗位二極管VDc，使得S2發射極的電位在低于C1負極性端的電位時被迅速鉗制住，從而徹底消除由二極管結電容諧振等各種原因引起的功率管上的電壓尖峰。表1將文獻［9］和本文提出的ZCS-PWM方案進行電應力比較。可看出，本文提出的方案中電壓應力和電流應力均得到明顯降低。

表1　不同ZCS-PWM方案下功率器件電應力Tab.1 Electric stress of all power components in different ZCS-PWM methods

2　CCM時低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器的特性分析

2.1平均模型

根據圖4，可得iS1、iS2、uVD2、uCr在一個開關周期內的平均值分別為

從而可得出該變換器的平均模型，如圖5所示。由圖5可得平均狀態方程為

圖5　平均模型Fig.5 Averagemodel of the proposed converter

2.2穩態分析

假設變換器在一個周期內的靜態工作點分別為Uin、Uo、Ub、UC1、IL、IL1、IL2、Io、D，小信號擾動分別為，那么就有

將式（20）代入平均狀態方程式（16）～式（19），分離擾動，可得靜態工作點為

從而可得變換器的輸出特性表達式為

圖6　不同諧振頻率變換器的輸出特性曲線Fig.6 The output characteristic of the proposed converter

2.3小信號分析

對分離擾動后的方程式進一步線性化，并進行拉普拉斯變換，可得s域小信號模型為

3　實驗結果

為了驗證本文提出的電動汽車直流充電樁的可行性，在實驗室完成了一臺原理樣機（不含APF部分），其結構如圖7所示。該直流充電樁的主要參數為：輸入線電壓Ul=380 V±10%（50 Hz），最大充電功率Po，max≈1.8 kW，開關頻率fs=80 kHz，最大充電電流Io，max=5 A，最大充電電壓Uo，max=365 V，L1=2.5 mH，L2=4 mH，C1=C2=0.47μF，Lr=30μH，Cr=10 nF，S1和S2選用IXSH15N120A，VD2和VD3選用DSEI30-12A，VDc選用HER308，負載選用320 V/50 A·h的磷碳鐵鋰動力電池組（主要電氣參數如表2所示）。該直流充電樁采用輸出電壓、總電感電流雙閉環控制，其可實現先恒流后恒壓兩階段充電。具體實現機理為：當輸出電壓反饋值Uo，f小于基準電壓Uo，ref（對應Uo，max），電壓外環PI調節器飽和，其輸出值Io，ref（電流內環的基準值）被限幅于最大值（對應Io，max）。此時，電壓外環相當于開環，只有電流環在起調節作用，即系統工作在恒流充電模式。隨著充電的進行，動力電池的端電壓會持續上升。當Uo，f上升超過Uo，ref時，電壓外環開始退飽和，此時系統工作在恒壓充電模式。

圖7　實驗樣機結構框圖Fig.7 Power stage circuit and controller diagram of the prototype

表2　動力電池主要電氣參數Tab.2 Major specification of the traction battery

表3為相同工作條件下，直流充電樁前級沒有APF濾波裝置，后級分別采用Buck變換器和Superbuck變換器，利用Saber仿真軟件所測得的網側電流THD。可以看出，由于Superbuck變換器輸入側電流連續，直流充電樁網側電流的THD得以大大減小，從而有效降低了APF的設計容量。圖8為低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器的Gud（s）和Gid（s）的波特圖。可看出，Gud（s）和Gid（s）的理論值與仿真值在低頻段（0～0.2fs）基本吻合，這表明該變換器小信號模型是正確的。

表3　不同充電模式下的網側電流THDTab.3 THD of phase currentwith different charging

圖8　傳遞函數Gud（s）和Gid（s）的波特圖Fig.8 Bode diagrams of transfer function Gud（s）and Gid（s）

圖9分別為最低輸入電壓、最大輸出電壓且滿載充電情況下功率管及諧振元件的端電壓及電流波形。可以看出，實驗波形與理論分析基本吻合，且所有功率管均實現了零電流軟開關。由式（11）可知，變換器在滿載時最難以實現軟開關，因此該變換器能在整個負載范圍內實現開關管的零電流開關。

圖9　有鉗位二極管時的實驗波形Fig.9 Experimental waveforms with clamp diode

圖10為相同工作條件下，不加鉗位二極管VDc時S1、S2、VD2、VD3的電壓波形。對比圖9和圖10可看出，加入鉗位二極管后，電壓尖峰得到明顯抑制，且電壓振蕩的持續時間大大縮短。

圖10　不加鉗位二極管時的實驗波形Fig.10 Experimental waveforms without clamp diode

圖11為相同工作條件時，不同方法下系統的效率曲線。可以看出，系統最高效率達到97%。若采用低耐壓值的功率器件，最大效率還可進一步提高到98%。此外，從圖中還可看出：恒流充電時，ZCS方式下的系統效率始終高于硬開關方式下的變換效率；然而，恒壓充電且輕載時，前者的變換效率反而低于后者。這是因為，流經輔助支路的諧振電流基本不變，其通態損耗與負載大小無關，因此輕載時ZCS方式下輔助電路的通態損耗大于硬開關方式下功率器件的開關損耗。

圖11　不同充電模式下系統效率曲線Fig.11 The efficiency curves under different chargingmodes

4　結論

本文提出了一種新型的大型停車場電動汽車充電設施——直流充電樁以及適用于該設施后級裝置的低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器。分析了該變換器的工作原理和特性，最后以320 V/50 A·h的磷酸鐵鋰動力電池為負載，通過一臺1.8 kW/80 kHz樣機實驗驗證了該充電裝置的可行性。研究結果表明：

1）直流充電樁可實現電動汽車動力電池的恒流、恒壓兩階段慢充功能。

2）相同工作條件下，直流充電樁后級變換器采用Superbuck變換器，其網側電流的THD約為采用Buck變換器時的1/3，從而可有效降低APF的設計容量。

3）低電應力ZCS-PWM Superbuck變換器可在整個輸入電壓和負載變化范圍內實現所有功率管的零電流開關。與硬開關相比，系統效率大大提高。

4）采用鉗位二極管有效消除了所有功率管的電壓尖峰，且諧振電流只流過輔助回路，主開關管的電流應力達到最低。與文獻［9］相比，本文提出的方案中電壓、電流應力均得到明顯降低。因此，可采用較低電壓及電流定額的功率器件，以提高系統效率，并降低成本。

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ZCS-PWM Superbuck Converter w ith Reduced Electric Stress for Electric Vehicle DC Charging Spot in Large Parking Lot

Qin Ling1，2Kong Xiaoxiao1Mao Jingfeng1Xie Shaojun2Hu Mao1
（1.School of Electrical Engineering Nantong University Nantong 226019 China 2.College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics&Astronautics Nanjing 210016 China）

This paper presents a novel electric vehicle（EV）charging facility—DC charging spot—in large parking lot and a zero-current-switching（ZCS）pulse-width-modulated（PWM）Superbuck converter with reduced electric stress suitable for the output stage.In the paper，the operation principles have been thoroughly analyzed and the condition of the soft switching and the electric stress of the power electronics devices are obtained.Then，the steady-state and dynamic character can be estimated by the state-space averaging approach.Finally，a charger prototype rated l.8 kW/80 kHz is constructed for a 320 V/50 A·h Lithium-ironphosphate battery pack.The simulation and experimental results show that the proposed DC charging spot has the advantages of low harmonic pollution，high efficiency，long lifetime，low cost and ease of bulk construction.

Battery charger，electric vehicle，power converters，zero-current-switching，reduced electric stress

TM315

秦嶺男，1977年生，博士研究生，副教授，研究方向為新能源發電及先進儲能技術。（通信作者）

孔笑笑女，1991年生，碩士研究生，研究方向為功率電子變換及軟開關技術。

國家自然科學基金（51207075、51477077）和江蘇省自然科學基金（BK20141238）資助項目。

2015-01-20改稿日期2015-10-10