一種耦合諧振的天線設計

創新者：張聲陸

一種耦合諧振的天線設計

創新者：張聲陸

本論文提出的研究內容：隨著無線通信系統的發展，對頻率帶寬和通信頻譜利用越來越多，這樣通信系統容易受到常用頻段的干擾以及天線之間的互擾，本文提出了一個思路，結合濾波器特性采用天線走線耦合諧振方式，設計出基于U型耦合結構的L型單極天線。這種耦合天線實現了天線與帶通濾波電路的小型化和集成化設計，在設計過程中，天線等效成串聯或并聯的RLC電路，在起輻射作用的同時，也充當濾波器最后一級諧振器和負載，提高了帶外抑制能力，而且通帶內增益曲線平坦，案例具有可移植性，這種耦合設計方式是可以應用到其他類型的天線中，是未來天線設計的一個方向。

傳統天線設計時，都會在PA到天線之間加上濾波電路，我們知道，實際上該電路必不可少，但缺點是明顯的，削弱了天線的帶寬，同時損耗了天線的增益，從PA到天線實際的電路已經很不匹配，本文主要提供耦合思路設計天線，思路具有普遍性， PA出來后就是天線。我們先設計一款U型諧振結構L型單極天線，該天線中心頻率位于2.45GHz，相對帶寬為18％，通過案例來達到本論文的目的。設計過程分為三個步驟：根據中心頻率f0與相對帶寬，綜合設計出帶通濾波器；根據L型天線對單極天線有載品質因數和諧振頻率的要求確定天線的具體尺寸；用設計好的單極天線取代帶通濾波器最后一級諧振器，這樣就完成了U型諧振L型單極耦合天線的設計。

圖1　

耦合天線設計思路

耦合諧振器設計

我們先設計一款中心頻率f0=2.45GHz ，相對帶寬20％的三階微帶U型帶通濾波器。帶通濾波器的有載Q 值（Qe1，Qe2） 與耦合系數（k1，2，k2，3） 計算公式如下：

其中，g0，g1，g2，g3和g4為切比雪夫低通濾波器元件值；FBW為帶通濾波器的相對帶寬。這里選取切比雪夫帶內波紋系數為0.1dB的低通濾波器元件值，通過查表可以得到相對應的元件值：g0=1.0，g1=1.0316，g2=1.1474，g3=1.0316和g4=1.0。將低通元件值與FBW帶入（1）～（4）式可以計算出Qe1=Qe2=5.73和k1，2=k2，3=0.16。

從圖1（a）可以看出，U型諧振器臂長為（L1+L2/2），大約λg0/4，λg0為頻率2.45GHz處的波導波長，在這里U型寬度W1=1mm，U型臂之間距離L2=2mm。為了確定微帶U型諧振器的尺寸，對U型諧振器進行仿真，如圖1（a）所示（相對介電常數為4.4，厚度為1mm的FR4介質板）。可以看出，微帶U諧振器諧振頻率主要由L1長度決定，L1可以初步定為16.1mm。U型諧振器的回波損耗隨L1變化如圖1（b） 所示，這里T取4.6mm。從圖中可以看出，隨著臂長的增加，諧振頻率向低頻移動。當L1=17.1mm時，U型諧振器的諧振頻率為2.45GHz。

U型諧振器的有載Q值（Qe）主要由饋電的位置T決定。隨著T的減小，U型諧振器的Qe值也會變小。對圖1（a）所示的結構進行仿真，利用式（5）可以計算出Qe。在這里，參數尺寸為W1=1mm，L2=2mm，L1=17.1mm。

圖3　

圖4　

圖2　諧振器Qe值隨T的變化

其中，f0表示諧振頻率；?f±90°表示比諧振頻率相位高90°與低90°所對應頻率的差值。

將饋電位置作為變量，得到Qe隨T變化的曲線，如圖2所示。從圖中可以看出，隨著位置T的增大，U型諧振器Qe值也變大。最后，根據Qe=5.73的要求，選取位置T值為4.6mm。

兩個微帶U型諧振器間的耦合強度是由諧振器之間的間距決定，間距越小，耦合越強，耦合系數越大。采用如圖3所示的弱耦合方式進行雙端口仿真，根據公式（6）算出耦合系數k。在這里，參數尺寸為W1=1mm，L2=2mm，L1=17.1mm。

其中，fp1和fp2

為傳輸響應中出現的一對諧振峰值，是該諧振結構的本征頻率，fp2大于fp1。

運用上面提取U型諧振器耦合系數的方法，將參數g作為變量，從圖中可以看出，隨著間距g增加，耦合系數變小。最后，根據k=0.16的要求，選取耦合間距g值為0.45mm。

通過上述三步，初步確定帶通濾波器的尺寸，其結構圖如圖4（a）所示。這里使用軟件進行仿真優化，微調尺寸，最終確定濾波器的結構尺寸為：W1=1mm，W2=1.88mm，L1=17.5mm，L2=2mm，L3=2.66mm，L4=2mm，g=0.5mm。圖4（b）為帶通濾波器的仿真結果，可以看出濾波器的中心頻率為2.45GHz，3dB帶寬為20％。

單極天線等效電路分析

在天線設計中，L型天線在起輻射作用的同時，作為帶通濾波器最后一級諧振器。因此，在綜合設計前需要提取L型天線的等效電路。圖5（b）是圖5（a）中天線結構的等效電路。L型天線是一種變形的單極天線，可以等效為一個串聯的RLC諧振電路。圖 5（b） 中的La、Ca和Ra分別為天線的諧振電感、諧振電容和輻射電阻。此外，由于天線饋電點處地板的不連續性，等效電路中額外增加了一個并聯電容Cg ，可以使等效電路與天線在更寬的帶寬內保持相同的阻抗特征。在這里選擇介質基板的相對介電常數為4.4，厚度為1mm。該天線與設計天線具有相同尺寸的地面，分別為L=15.75mm，W=36mm，饋線線寬W1=1.88mm。

在綜合設計中，等效電路中輻射電阻Ra可以看作是濾波器的終端負載電阻。串聯La Ca 電路作為濾波器的最后一級諧振器，因此有：

其中，f0代表帶通濾波器中心頻率，本設計為2.45GHz 。天線的諧振頻率fa由L型天線的總長度（L1+L2）決定。由于寄生電容Cg的存在，使得天線諧振頻率fa會稍微高于f0。

我們研究天線在2.45 GHz 的電流分布，發現與饋線相連接的垂直臂上分布的電流最強。因此，諧振電感La 與輻射電阻Ra主要由臂長L1決定；寄生電容Cg由垂直臂的線寬W2決定，而與L1無關。從上述分析，當天線頻率調整在f0附近時，如果垂直臂長L1確定以后，La、Ca和Ra的值基本上保持不變。為了保持原有的濾波特性，最后一級諧振器應具有與濾波器相同的品質因數。天線的品質因數Qa可以按照公式（8）提取，這里忽略了對寄生電容Cg的影響。

圖5　

圖6　

圖7　耦合天線結構示意圖

在耦合天線的設計中，如果品質因數Qa通過帶通濾波器參數確定后，根據Qa值可以確定L1的值。L1的尺寸確定以后，L型天線的尺寸也就確定了。在這里，L型天線尺寸為L1=17.8mm，L2=9.3mm，W2=2mm。

圖8　回波損耗曲線，耦合天線與L型單極天線比較

耦合天線的實現

用2.2節設計的L型天線取代2.1節綜合設計的帶通濾波器（如圖6（a）所示）的最后一個諧振器，并用一段平行耦合線將兩者級聯起來就構成了耦合天線（如圖6（b）所示）。在這里，平行耦合線相當于導納變換器，總長度大約等于λg0/4，λg0為2.45GHz處的波長。在設計中，倒L型天線既作為濾波器一個諧振器，同時也作為輻射單元進行輻射，因此耦合天線通帶內有三個極點，具有三階帶通濾波器幅頻響應，耦合天線結構示意圖如圖7所示。

圖9　耦合天線實物圖

圖10　耦合天線仿真與測試的回波損耗曲線以及仿真的增益曲線

表1　單極耦合天線的尺寸參數（單位：mm）

圖8給出了耦合天線與2.2節設計的L型單極天線仿真的回波損耗曲線。比較看出L型天線10dB阻抗帶寬仿真結果為330MHz （2.33-2.66GHz）；耦合天線的10dB阻抗帶寬仿真結果為460MHz （2.23-2.69GHz）；耦合天線比L型天線增加了130MHz 帶寬，并且耦合天線回波損耗曲線通帶內形成了三個諧振點，與三階帶通濾波器的回波損耗曲線類似。

按照表1所示尺寸對耦合天線進行加工制作，基板采用相對介電常數為4.4 ，厚度為 1mm 的介質基板。圖9給出了耦合天線加工的正反面實物圖。

通過矢網測試，得到耦合天線回波損耗測試曲線。圖10給出了仿真與實際測試的回波損耗隨頻率變化的增益曲線。從實測結果看到通帶內回波損耗-10dB的頻帶范圍為2.3～2.6GHz ，中心頻率為2.45GHz，相對帶寬為20％ ，與設計值18％ 接近。在通帶內，出現了與仿真曲線對應的三個諧振點，在整個測試頻段內，測試的回波損耗曲線與三階帶通濾波器的回波損耗曲線類似。

總結

本文提出用耦合天線設計方法，設計了一款微帶U型諧振器和L型天線結構的單極耦合天線，與傳統天線相比好處是：L型天線在輻射的同時充當濾波器的最后一級諧振器，省掉了天線電路當中的濾波器等，縮減了成本，同時該天線的增益曲線和回波損耗與濾波器的插入損耗和回波損耗曲線相類似，通帶內平坦，增益也很不錯。最后，對單極耦合天線進行加工并了實測，結果符合預期，我們通過選取合適的天線耦合走線方式，會設計出很多不同頻段及類型的天線。這對我們設計無線接收機的發射接收系統具有很好的應用，能有很好的市場價值。本文雖然完成了一些研究工作，但是由于時間有限，還存在很多有意義的工作有待進一步深入研究，本文設計的耦合天線是基于單個天線單元，如何將思路應用于天線陣列及未來MIMO等設計中是一項很有研究價值的工作，需要進一步深入研究。

總之，耦合諧振方式天線的研究還存在大量工作需要不斷探索和挖掘，進一步開展這方面的研究工作具有十分重要的研究意義。

10.3969/j.issn.1001-8972.2015.09.026