雙反激式微逆變器系統的控制策略與設計

劉正平，李偉凱，程帥鵬

（華東交通大學機電工程學院，江西 南昌 330013）

0 引 言

太陽能光伏發電是新能源產業中的主流發展方向之一。組串式光伏發電通過電池板串并聯方式，可以有效提高轉換效率，適合日照條件好的電站系統。但外界環境影響下，光伏陣列會因為電池板表面的光照強度變化發生故障，導致轉換效率降低。為了使光電轉換效率最大化，應當使光伏電池在有外界影響的環境下工作在最大功率點的位置[1]。并網微逆變系統不同于集中式和組串式系統的架構，微逆變系統為每個光伏組件配置了在最大功率點位置工作的逆變器，直接將單個光伏組件輸出的直流電逆變成交流電再接入電網。這種方式提高了光伏系統的發電量以及發電效率，克服了單個光伏陣列無法進行最大功率點跟蹤的弊端，并且微逆變器的模塊化設計使得系統的應用場合更加多元化，系統的擴展應用更加方便。

文獻[2-4]探索了多種微逆變器控制電路結構，其中反激式拓撲結構可以實現初次級電氣隔離，且電路結構簡單、電壓調節范圍寬。本文研究的雙反激有源鉗位微逆變器，可以有效減小開關管關斷時產生的電壓尖峰。引入數字控制逆變器的鉗位電路，可以吸收漏感磁能并且使主開關零電壓開通，降低開關損耗。

1 雙反激式微逆變器系統控制原理

圖1為雙反激型并網微逆變器控制原理圖，輸入為光伏組件。該系統包括雙路反激逆變器、有源鉗位電路、可控硅全橋逆變電路和網側LC高頻濾波電路。本系統中雙路反激變換器采用輸入輸出并聯，雙路主開關管工作相位相差180°的交錯導通模式。有源鉗位電路可實現高頻斬波，消除漏感磁能。可控硅全橋逆變電路將初級饅頭波電流轉換為正弦波電流，最后通過高頻濾波產生的電流與市電網同步。

圖1 雙路反激式有源鉗位變換器控制結構

控制系統的工作原理：

在一個高頻開關周期內，主開關管閉合，輔助開關管關斷時，輸出二極管截止，原邊電流線性增大，變壓器初級線圈充能。當主開關管關斷，輔助開關管閉合時，鉗位電路吸收漏感磁能，抑制尖峰電壓。次級二極管導通給輸出電容充電，副邊釋放能量。

并網接入200V，直流端輸入35V時，0.5A入網電流下的單路和兩路并聯交錯反激變換器的輸出波形對比如圖2所示。圖2（a）中單路反激的諧波失真為6.7%，圖2（b）雙路交錯反激諧波失真為4.5%。經驗證，在相同輸出條件下，雙路交錯反激變換器的高頻紋波小，入網電流質量更高。

圖2 雙路反激和單路反激的同相電壓電流波形

2 有源鉗位逆變器的控制策略分析

有源鉗位電路本質上是一種無損耗緩沖器，鉗位電容可以消除漏感尖峰并存儲漏感能量。正確控制主開關和輔助開關的占空比可以降低開關損耗[5-7]。以單管反激變化器為例，分析有源鉗位逆變器的工作原理，圖3為單管鉗位控制器的拓撲結構。Sm是主功率開關管，Sa為輔助開關管，Lr是變壓器原邊漏感，Lm為變壓器初級激勵電感，Cc是鉗位電容。圖4為系統的工作狀態圖。

雙路鉗位電路控制原理如下所述：

1）模態 1[t0，t1]。在 Sm閉合時 Sa關斷，Vin直接接入變壓器初級，原邊電流線性增加，Lr和Lm存儲能量。

圖3 單管鉗位反激逆變電路

圖4 系統的工作狀態圖

2）模態 2[t1，t2]。 在t1時刻 Sm關斷，Lr和 Cr諧振，t2時刻主功率開關管電壓線性上升至Vin+Vc。

3）模態 3[t2，t3]。Sa上并聯的二極管導通。由于 Cc遠大于 Cr、Lm、Cc諧振，Cc開始充電，消除尖峰電壓。Ic從峰值處下降，初級線圈原邊電壓也開始線性下降。

4）模態 4[t3，t4]。t3時刻 DR導通，變壓器原邊電壓被鉗位在-NV0，Lr和Cc繼續諧振，Ic繼續下降。

5）模態5[t4，t5]。t4時刻變壓器初級線圈電壓反向鉗位，Cc開始釋放能量。變壓器反向勵磁，Ic電流反向，在Ic反向之前開通Sa可實現零電壓開通，ILr受Lr的影響呈現正弦規律變化。直至ILr減小到零，副邊DR實現零電流關斷。

6）模態 6[t5，t6]。t5時刻 Sa關斷，Lr和 Lm與 Cr進行諧振。Cr因為反向勵磁開始釋放能量，t6時刻Cr放完電。

7）模態 7[t6，t7]。Sm的體二極管優先導通，Sm在勵磁電流回零之前閉合，實現零電壓開通，完成一個控制周期。

3 系統參數設計

當光伏電池受外界環境的影響時，接入逆變器的輸入電壓會在一定的范圍內變化，反激逆變器需要將波動范圍內的光伏輸入電壓逆變為整流的高電壓。為了將正弦電流饋送到電網，整流輸出的瞬時電壓應該大于電網的瞬時電壓[8]。

3.1 反激變壓器設計

反激變壓器實際是一種動態電路元件，兼具存儲能量、改變電壓、傳遞能量的作用。鐵氧體材料有頻率響應高、阻抗高、響應頻率范圍寬、轉換損耗低的特點[9-10]。變壓器設計材料采用鐵氧體，設計的基礎方法是面積乘積法，設計要求是能將最小輸入電壓提升至電網峰值電壓。樣機的具體參數如下：光伏電壓輸入范圍25～45 V、整流輸出的電壓范圍140～240 V/50 Hz、最大輸出功率210 W、開關頻率172kHz。變壓器的磁芯設計應考慮到材料的頻率、最大磁通密度、磁芯損耗。相關材料因數如表1所示。

磁芯損耗密度通常選擇為250 mW/cm3，因為磁通密度接近飽和時，磁芯在此頻率下會產生過大的溫升，所以計算出的最大磁通密度必須限制在飽和密度的一半。最大磁通密度的計算方法如下式所示：

其中Pl=a·fc·，Pl使用的參考因數見表 1。

采用面積乘積法計算得到磁芯的正確尺寸，該方法由磁鏈公式推導得出，表示磁芯的功率處理能力，如下式所示：

表1 磁芯材料的損耗因數

式中：J——繞組電流密度的估計值，約為400A/cm2；

Pomax——最大輸出功率，為190W；

ΔB——Bmax磁芯激勵。

選定磁芯的面積乘積必須大于計算值，使用下式可計算變壓器初級線圈匝數：

市電峰值電壓是370V，逆變器輸入最小電壓為25V。以最大占空比為60%的PWM工作模式。反激轉換器的輸入電壓與輸出電壓之間的關系由下式表達：

式中：Vrectified——逆變器輸出電壓，取最大值370V；

Vinmin——最小輸出電壓，取25V；

N——變壓器匝數比；

Dutymax——最大占空比，取0.6。

可解的匝數比N=11，次級匝數Ns=Np·N=5×11=55。

3.2 鉗位電容設計

根據鉗位電路控制原理，要滿足主開關管的零電壓開通，Lr的儲能應大于Cr儲存的能量。一般把鉗位電容上的電壓脈動控制在5%～10%，這時鉗位電容上的電壓變化范圍小，可以當作恒定值。根據下式計算鉗位電容大小：

式中：ILk——在滿載條件下最大占空比處的電流峰值；

Ta——輔助開關管閉合時間間斷值。

漏感和鉗位電容的諧振周期應該要遠大于輔助開關管閉合時間，一般至少大5倍，所以可得下式：

鉗位電容采用4.7nF，用鐵氧體磁芯繞制的線圈參數為Lp=23μH，線圈漏感為0.7μH。主開關管閉合前死區時間設置1.25μs，輔助開關管導通前的死區時間為800ns，圖5顯示有源鉗位電路仿真波形，實現了開關管零電壓開通。

3.3 逆變器開關管設計

MOSFET相對于IGBT，在輕載時有更低的導通降壓以及良好的動態特性。開關管選用MOSFET，必須參考MOSFET的4個主要因素：最大擊穿電壓、連續電流、峰值電流、封裝熱性能[11]。

1）最大擊穿電壓Vds。最大擊穿電壓可由下式表達：

式中：Vds——MOSFET漏源極的電壓差值；

Vin=45V——輸入電壓；

Vreflected=370/11=34 V——變壓器原邊輸出的反射電壓；

Vleakage——變壓器初級漏感峰值電壓。

在滿負荷狀態下峰值為40V，所以Vds=119V。

2）連續電流。反激變換器開關管通過正弦脈寬調制控制占空比，其電流呈現相應的規律變化。在輸入電流取最小值時，其最大輸入電流平均值=9A，輸入電流的最大值為9/Dutymax=14.5A。

圖5 雙反激式變換器軟開關電路仿真波形

4）封裝熱性能。應選用低導通電阻的MOSFET，同時選取的MOSFET要滿足開關管的開關頻率，柵極處的電荷總量應該低于120nC。

基于以上4個因素，選定漏源極最大壓降為150 V，柵極電荷總量最大值110 nC，最大導通電流為83A的 IRFS4321。

3.4 SCR全橋逆變電路設計與損耗分析

輸入電壓/電流經全橋逆變電路整流后逆變為正弦規律變化的電壓/電流。SCR中并入的最大電網電壓為370V。全橋電路中使用的驅動管是MOC3052，晶閘管是S8016N，其正向額定電流為16 A，反向阻斷電壓為800V。

SCR 中晶閘管 T1～T4頻率工作范圍 45～55kHz，且開關電路工作模式為零電壓開通，零電流關斷，所以開關損耗不計入，只有導通損耗。滿載時T1～T4的總體最大損耗約為3.02W，驅動管MOC3052最大損耗約為0.37W，導通損耗約為0.15W。所以SCR全橋電路在滿載時總體功率損耗為3.64W。

圖6 雙反激式系統開關電路實驗波形圖

4 結束語

為驗證上述雙路交錯反激式系統控制的方案，設計了基于DSP2812控制的210W微逆變器樣機。圖6為雙反激軟開關電路實驗波形圖。圖中Vds表示Sm的漏源電壓，Vgs表示 Sm驅動電壓，由圖 6（b）可知在Vgs驅動Sm開通時，Vds趨近于零，Sm滿足零電壓開通。在Vgs控制Sm關斷時，Vds上升較慢，可基本滿足零電壓關斷。

圖7 雙路反激式系統并網發電實驗波形對比

圖7為光伏輸入45V時，雙路交錯并聯反激型微逆變器的穩態工作波形。由圖中可知雙路交錯式反激變換器輸出的電流/電壓和電網電流/電壓同頻，滿足正弦規律變化，實現了并網發電的功能。

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