新型寬阻帶雙通帶濾波器設計

林 磊,吳 邊,蘇 濤,梁昌洪

(西安電子科技大學天線與微波技術重點實驗室,陜西西安 710071)

新型寬阻帶雙通帶濾波器設計

林 磊,吳 邊,蘇 濤,梁昌洪

(西安電子科技大學天線與微波技術重點實驗室,陜西西安 710071)

傳統的雙通帶濾波器設計一般使用兩個或多個諧振器構成,電路尺寸較大.為了減小諧振器尺寸,提出了一種新型的枝節加載方環四模諧振器.根據諧振器結構的對稱性,兩次應用奇偶模方法分析了該結構的諧振特性.該諧振器的4個諧振模式的等效電路均為1/4波長諧振器,實現了諧振器的小型化,且一次諧波為基頻的3倍.每個模式對應的諧振頻率都是獨立可控的,利用其設計的雙通帶濾波器,也具有獨立可控的通帶中心頻率和帶寬.設計并采用了1/4波長彎鉤形饋電線,為兩個通帶提供了合適外部耦合,也產生了兩個新的傳輸零點,進一步改善了濾波器的選擇性,獲得了更寬的阻帶特性;最后,設計并加工了一款微帶雙通帶濾波器,測試與仿真結果吻合良好.

四模諧振器;帶通濾波器;傳輸零點;寬阻帶

隨著現代無線通信系統的高速發展,高選擇性、寬阻帶、小型化的雙通帶及多通帶濾波器逐漸成為了研究熱點.微帶雙通帶濾波器,以其體積小、成本低、易于集成到射頻電路中等優點成為了多通帶無線通信系統設計中最常用的微波無源器件之一.目前為止,有很多形式多樣的雙通帶濾波器結構被提出,文獻[1]中,兩個枝節加載階梯阻抗諧振器被用于設計帶寬可控的雙通帶濾波器;文獻[2]中,設計者將兩個E形諧振器級聯,以實現雙通帶濾波器結構;文獻[3]應用兩個連接于同一接地通孔的多模諧振器,設計了一款三階雙通帶濾波器.上述幾種雙通帶濾波器設計,均使用了兩個或多個諧振器,電路尺寸較大.為了實現濾波器的小型化,也有文獻提出單個的新型多模諧振器,并應用其設計單通帶[4]及雙通帶濾波器[5-7],但是其阻帶特性不夠理想.近年來,關于雙模雙通帶濾波器的文獻報道也很常見[8-9],諧振器的基頻被用于設計第一通帶,一次諧波被用于設計第二通帶,這造成兩個通帶的中心頻率和帶寬相互制約,降低了濾波器的實用性.筆者提出了一種新型的枝節加載方環四模諧振器,通過奇偶模理論分析,該結構每個諧振模式的等效電路均為1/4波長諧振器,從而大大減小了濾波器的尺寸,另外每個模式的一次諧波均為基頻的3倍,也有助于獲得更寬的阻帶特性.該諧振器的4個模式的諧振頻率都可以通過對應的物理尺寸自由調節,設計的濾波器也具有獨立可控的通帶中心頻率和帶寬.彎鉤形的饋電線設計,引入了新的傳輸零點,進一步改善了濾波器的選擇性和阻帶特性.濾波器結構易于分析,設計流程簡單.

1 新型枝節加載環形四模諧振器及其特性分析

這里,筆者提出的新型枝節加載方環四模諧振器的拓撲結構如圖1所示.方環兩側是兩個相同的T形枝節,方環中間加載了兩段連接于同一接地通孔的短路枝節,這兩段短路枝節的寬度及長度均相等.諧振器結構關于圖中虛線P-P′對稱,因此可以利用奇偶模方法對其諧振特性進行分析.

圖1 新型枝節加載方環四模諧振器結構

在偶模激勵情況下,諧振器的對稱線P-P′處電流為零,等效為理想磁壁（虛擬開路),此時加載的兩段長度為L4、寬度為2W的短路枝節被等分,寬度變為原來的1/2,因此偶模等效電路如圖2（a)所示.在奇模激勵情況下,諧振器對稱線P-P′處的電壓為零,等效為理想電壁（虛擬短路),此時加載的兩段短路枝節可以視為不存在,因此奇模等效電路如圖2（b)所示.

圖2 諧振器奇偶模等效電路

可見,圖2（a)中的偶模等效電路和圖2（b)中的奇模等效電路依然具有對稱性,再次對圖2（a)中的偶模等效電路應用奇偶模方法,則得到了圖2（c)和圖2（d)所示的模式E1和模式E2;對圖2（b)中的奇模等效電路應用奇偶模方法,得到了圖2（e)和圖2（f)所示的模式O1和模式O2,并且得到的4個模式的等效電路均為1/4波長諧振器,其諧振頻率分別記為fE1,fE2,fO1和fO2,則它們可由下列公式給出:

其中,c代表自由空間的光速,εeff代表微帶介質基板的有效介電常數.

根據上面的分析,可以得到如下結論:①該諧振器結構的4個諧振模式的等效電路均為1/4波長諧振器,有效地減小了濾波器的電路尺寸,也使得每個模式一次諧波出現在三倍頻處,獲得了更好的阻帶特性;②由式（1)～（4)可得fE1＜fO1＜fE2=fO2;③改變枝節L1的長度會對4個模式的諧振頻率都產生影響,圖3（a)給出了4個模式的諧振頻率隨著L1的變化情況;④L2和L3的變化只影響fE1和fO1的大小而對其他模式的諧振頻率沒有影響,圖3（b)和圖3（c)分別給出了諧振頻率隨著L2和L3的變化情況;⑤改變枝節L4的長度只影響fE1的大小而對其他模式的諧振頻率沒有影響,圖3（d)給出了L4的變化對4個模式的諧振頻率的影響.

圖3 諧振頻率與各物理尺寸的關系

由圖3（a)可以看出,隨著枝節L1的增長,4個諧振頻率都在降低;由圖3（b)和圖3（c)可以看出,隨著L2和L3長度的增加,fE1和fO1都在減小,而fE2和fO2保持不變;從圖3（d)可見,只有諧振頻率fE1因L3的增長而降低,其他模式的諧振頻率均保持不變.

2 寬阻帶雙通帶濾波器的設計及驗證

前面對新型四模諧振器的諧振特性進行了詳細分析,這里,將應用該諧振器設計一款寬阻帶雙通帶濾波器,圖4給出了該款雙通帶濾波器的結構圖.為了應用新型四模諧振器設計雙通帶濾波器,需要將兩個重合的模式E2和O2分離,以形成通帶效應.如圖4所示,兩段開路枝節向內彎折并使之相互靠近,形成了枝節之間的耦合,引入的枝節耦合產生的效果如圖5所示,兩個重合的諧振模式的頻率fE2和fO2因為耦合的作用而分離,并且兩個新的傳輸零點被引入.新的傳輸零點的引入是由于枝節之間的耦合形成了新的傳輸路徑,在傳輸零點對應頻率處,新的傳輸路徑與原有傳輸路徑因為疊加的效應而相互抵消.枝節耦合的強度可以通過改變耦合間隙g1控制.由圖5可以看出,4個諧振模式被引入的傳輸零點分成兩組,其中fE1和fO1為第1組,構成第1通帶;fE2和fO2為第2組,構成第2通帶.第1通帶的中心頻率可由參數L2和L3控制,第1通帶的中心頻率隨著參數L2和L3的增大而減小,帶寬可以由L4控制,并且隨著L4的增加,第1通帶的帶寬也會增大;第2通帶中心頻率可以由參數L1控制,第2通帶的中心頻率隨著參數L1的增大而減小,帶寬可以由枝節之間的耦合間隙g1控制,并且第2通帶的帶寬隨著耦合間隙g1的減小而增大.綜上所述,兩個通帶的中心頻率和帶寬都是獨立可控的.

圖4 雙通帶濾波器結構圖

圖5 枝節耦合對傳輸響應的影響

由于每個模式的等效電路均為1/4波長諧振器,所以各模式的一次諧波均為基頻的3倍,取得了較寬的阻帶特性,為了進一步展寬阻帶,這里采用如圖4所示的彎鉤形饋電線結構.經過計算和仿真優化,設計的饋電線結構既為兩個通帶提供了合適的外部耦合,也引入了兩個新的傳輸零點（用TZ表示),有效地抑制了高次諧波.新引入的兩個傳輸零點分別為圖6（a)中的TZ4和TZ5.

圖6 雙通帶濾波器仿真和測試結果及實物圖

為了驗證上面的分析,設計了一款工作于1.5 GHz和2.4 GHz,3 dB分數帶寬分別為10.7%和9.6%的雙通帶濾波器.用IE3D對濾波器的結構進行仿真優化,得到最終的各物理尺寸為（單位:mm):L1=22.4,L2=1.2,L3=6.9,L4=1.7,L8=1.5,L9=1.5,L10=1.2,L11=3.5,Lf1=10.5,Lf2=12.4,LP=5.0,W=0.5,Wf=0.3,WP=2.9,d=1.0,a=1.2,g1=0.4,g2=0.15.濾波器實物尺寸為0.13λg×0.098λg,λg為第1通帶中心頻率處的波導波長.設計和加工濾波器所采用的微帶基板厚度為1 mm,介質基板的相對介電常數為2.45.加工后的濾波器實物如圖6（b)所示,采用Agilent 8719ES矢量網絡分析儀進行測量.圖6（a)對仿真和測量結果進行了比較,兩者吻合良好.測量結果中,兩個通帶的中心頻率分別為1.49 GHz和2.38 GHz,3 d B分數帶寬分別為10.63%和9.71%,兩個通帶中心頻率處的插入損耗分別為1.06 d B和0.67 dB,通帶內最小回波損耗分別為21.2 d B和22.8 d B,該雙通帶濾波器共有5個傳輸零點,分別位于0.29 GHz/1.97 GHz/3.15 GHz/4.63 GHz/5.13 GHz.傳輸零點TZ1為該四模諧振器的固有零點[5],傳輸零點TZ2和TZ3的產生是因為枝節之間耦合的效果,傳輸零點TZ4和TZ5則是由彎鉤形饋電線產生的.其中TZ1的產生是由于該新型四模諧振器在TZ1對應的頻率處,端口位置的反射系數很大,導致S21的幅值很小,從而形成了一個傳輸零點,但是TZ1所處的位置相對固定.TZ2和TZ3的產生是因為引入的枝節耦合,增加了新的傳輸路徑,該傳輸路徑與原有路徑在這兩個傳輸零點對應的頻率處相互抵消,從而形成了零點.TZ4和TZ5的產生是由于饋電線雙臂長度Lf2和Lf1分別為這兩個傳輸零點對應頻率處的1/4波導波長,根據傳輸線理論,一端開路的1/4波長傳輸線變換到端口處即為短路,從而形成傳輸零點,這兩個傳輸零點的位置也可以通過改變饋電線的長度自由調節.

表1 雙通帶濾波器性能及參數對比

文中設計的雙通帶濾波器將高于20 dB抑制的頻帶截止到7.49 GHz,約為第1通帶中心頻率（fC1)的4.96倍,獲得了較寬的阻帶特性.在表1中,筆者將文中工作與文獻[1-2,5-6,9]中的雙通帶濾波器各個參數進行了比較,可見該濾波器在帶內性能及濾波器尺寸方面都有所改善.由于彎鉤形饋電線產生的兩個傳輸零點的抑制作用,該濾波器的阻帶特性也比文獻[5]中的設計有了顯著提升.

3 結束語

提出了一種新型的枝節加載環形四模諧振器,對結構的諧振特性進行了詳細分析.該結構的4個諧振模式對應的等效電路均是1/4波長諧振器,減小了濾波器的尺寸,同時也提高了高次諧波的頻率;向內彎折兩個開路枝節,構成枝節之間的耦合,使重合的兩個模式分離以形成通帶效應.利用該諧振器設計了一款雙通帶濾波器,彎鉤形的饋電線設計,引入了兩個新的傳輸零點,有效地抑制了高次諧波,獲得了更寬的阻帶特性.仿真和實驗結果驗證了該款濾波器的優良性能,可以廣泛應用于各種無線通信系統中.

[1]Zhang X Y,Chan C H,Xue Q,et al.Dual-band Bandpass Filter with Controllable Bandwidths Using Two Coupling Paths [J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2010,20(11):616-618.

[2]Zhou M,Tang X,Xiao F.Compact Dual Band Bandpass Filter Using Novel E-type Resonators with Controllable Bandwidths[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2008,18(12):779-781.

[3]Yao Z,Wang C,Kim N Y.A Compact Dual-mode Dual-band Bandpass Filter Using Stepped-impedance Open-loop Resonators and Center-loaded Resonators[J].Microwave and Optical Technology Letters,2013,55(12):3000-3005.

[4]孫守家,吳邊,梁昌洪.新型雙模方環微帶帶通濾波器[J].西安電子科技大學學報,2014,41(1):53-56. Sun Shoujia,Wu Bian,Liang Changhong.Novel Dual-mode Square Loop Microstrip Bandpass Filter[J].Journal of Xidian University,2014,41(1):53-56.

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[7]Sun S.A Dual-band Bandpass Filter Using a Single Dual-mode Ring Resonator[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2011,21(6):298-300.

[8]Fu S,Wu B,Chen J,et al.Novel Second-order Dual-mode Dual-band Filters Using Capacitance Loaded Square Loop Resonator[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2012,60(3):477-483.

[9]Li Y C,Wong H,Xue Q.Dual-mode Dual-band Bandpass Filter Based on a Stub-loaded Patch Resonator[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2011,21(10):525-527.

（編輯:王 瑞)

Novel dual-band bandpass filter with wide upper stopband performance

LIN Lei,WU Bian,SU Tao,LIANG Changhong
(Science and Technology on Antenna and Microwave Lab.,Xidian Univ.,Xi’an 710071,China)

In traditional design of the dual-band bandpass filter(BPF),two or more resonators need to be utilized,which leads to a relatively large circuit size.For miniaturization,a novel stub-loaded square loop quad-mode resonator is proposed in this paper.Due to the symmetry of the structure,the even-odd-mode method is applied twice to analyze its resonance characteristics.All the four mode equivalent circuits are quarter-wavelength resonators,so the resonator has a compact size and the first harmonic is three times the fundamental one.The resonant frequency of each mode can be tuned freely by changing the corresponding physical dimensions,and the passband frequencies and bandwidths of the designed dual-band filter using the proposed resonator are independently controllable.To improve the selectivity and achieve a wide upper stopband,quarter wavelength hook-shape feedlines are designed to provide appropriate external coupling. Two new transmission zeros are generated by the feedlines.Finally,a microstrip dual-band bandpass filter (BPF)centering at 1.5 and 2.4 GHz with a 3 dB fractional bandwidth(FBW)of 10.7%and 9.6%is designed and fabricated.The measured and simulated results which are in good agreement are presented.

quad-mode resonator;bandpass filter;transmission zero;wide upper stopband

TN713+.5

A

1001-2400（2015)06-0056-05

10.3969/j.issn.1001-2400.2015.06.010

2014-07-09

時間:2015-03-13

國家高技術研究發展計劃（863計劃)資助項目（2012AA01A308);國家自然科學基金資助項目（61271017)

林 磊（1987-),男,西安電子科技大學博士研究生,E-mail:yeslinlei@gmail.com.

http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.TN.20150313.1719.010.html