一種新型原邊反饋反激式數字控制LED驅動電源設計*

顧星煜，史博文，趙保付，歐陽亦可，徐 申，孫偉鋒

(東南大學電子科學與工程學院，南京210096)

GU Xingyu，SHI Bowen，ZHAO Baofu，OUYANGYike，XU Shen*，SUN Weifeng

(Electronic Science and Engineering Department，SoutheastUniversity，Nanjing 210096，China)

隨著現代工業的迅速發展，氣候環境逐漸惡化，能源問題越來越引起世界的廣泛關注，節能降耗已經成為新時期的一項重大戰略課題。而LED燈由于具有光效高、節能、壽命長等特點，越發顯示出其優越性。為了滿足LED的工作特性，同時不對電網造成污染，LED驅動器需要實現高功率因數和恒流輸出。

傳統的反激式控制結構中，需要利用光耦將輸出端的信號耦合到輸入端，并配合穩壓器TL431形成閉環控制，實現恒流輸出［1－4］。但是這種方式所需元器件較多，占用空間較大，不符合目前產品小型化的發展趨勢。因此在反激式電路中，原邊反饋控制結構成為目前主要的研究熱點［5］。

目前的原邊反饋單級PFC電源控制一般采用模擬電路實現，出現了大量的模擬控制芯片產品，廣泛應用于小功率電源與LED驅動系統中。但模擬控制存在控制策略固定、性能易受硬件特性影響、抗干擾性不強等缺點，使得原邊反饋反激式電源的性能提高比較緩慢。針對上述問題，數字控制的LED驅動電源逐漸成為近幾年的研究熱點。數字控制方式具有以下幾點優勢:可以通過軟件方便地改變及改近控制策略，可編程性強;減化電路的硬件結構，使電路受電路硬件老化影響的概率降低;抗干擾性更強，克服了溫度漂移等模擬控制難以控制的缺點，實現高精度及高可靠性［6－8］。

表1 本文設計電路和使用模擬芯片電路［9－10］性能對照表

本文采用數字控制方法，提出了一種新型的基于原邊反饋反激電源的數字控制LED恒流驅動電路，該電路通過控制電流精確跟隨電壓相位，實現高功率因數，并且運用拐點檢測方法測量次級放電時間，從而提高對恒流的控制精度;同時提出一種PID控制算法，實現對負載變動、輸出電流設定值改變和電路內的波動快速響應。表1對本文中采用的驅動電路和使用模擬芯片的驅動電路進行了比較。從表中可以看出，本文的設計電路的功率因數高于使用模擬芯片的電路;THD值低于使用模擬芯片的電路;由于本文設計的電路采用數字控制方法，所以電路輸出電流的設定值可以不通過改變電路參數直接設定，并且本文設計的電路受硬件影響程度小，抗干擾性強;除此之外，運用模擬芯片的電路一般不改善電路的動態性能。

本文第1節介紹了系統主電路的工作原理，第2節主要分析了系統的恒流和功率因數校正控制原理，第3節描述了系統的硬件、軟件設計及其仿真，第4節對所設計樣機進行了實驗測試驗證，最后一節給出了結論。

1 系統功率主電路的工作原理

如圖1所示為原邊反饋反激電源的電路圖。當開關管Q1導通時，所有整流二極管D1、D2都反相截止，輸出電容C0給負載供電，此時變壓器T1相當于一個純電感Lp，流過原邊繞組的電流線性增加，斜率為Vin/Lp，直至達到峰值Ipp;當開關管Q1截止時，變壓器所有繞組電壓反向，此反激電壓使輸出二極管D1導通，原邊繞組在開關管導通時存儲的能量傳送到副邊繞組，給輸出電容C充電，同時0給負載供電［11－12］。電路中各點的波形如圖2所示，其中電路工作在斷續模式(DCM)下，信號DRI為開關管柵極驅動信號，為PWM波;PWM波置為低電平前一刻，原邊電流Ip達到峰值Ipp，PWM波置為低電平后一刻，副邊電流Is達到峰值Isp;副邊電流下降至零的時刻對應著輔助繞組電壓波形的下降拐點。

圖1 原邊反饋反激電源的電路圖

圖2 電路中各點的波形圖

2 恒流和功率因數校正控制原理

在第1節描述系統功率主電路的工作原理的基礎上，本節進一步描述如何在該功率主電路的基礎上實現對恒流和功率因數校正的控制。

2．1 系統的恒流控制原理

根據安匝比守恒定律，可以推導出原邊繞組峰值電流Ipp和副邊繞組峰值電流Isp的關系為:

其中，Np為變壓器T1原邊繞組的匝數，Ns為變壓器T1副邊繞組的匝數。

由于輸出電容C0在開關管Q1導通時給負載持續供電的緣故，輸出電流Io穩定在一個值，其大小等于副邊繞組流過電流的平均值。其中副邊繞組流過電流的平均值為:

所以，輸出電流Io為:

從上式中可以看出輸出電流Io的信息反映在原邊繞組峰值電流Ipp上，所以可以通過控制原邊繞組峰值電流Ipp的穩定來實現輸出電流Io的穩定。

實現恒流控制的過程中，對tdis測量的精準度將會影響到最終的恒流效果。目前采用的普遍方法是通過檢測輔助繞組的零點，并將時間向前推四分之一的諧振周期來測量副邊繞組的放電時間tdis。如圖2所示，副邊繞組放電完成的時刻對應著輔助繞組電壓波形的下降拐點，本文中通過數字的方法，精確地檢測到輔助繞組電壓波形的下降拐點，從而提高對副邊電路放電時間測量的精準度，進一步提升輸出電流Io穩定的效果。

2．2 系統的功率因數校正控制原理

如圖3所示，輸入交流電Vin濾波后經整流橋BG整流后，加到變壓器原邊繞組Lp和開關管Q1上。由于開關管Q1的柵極采用PWM控制方式，所以在開關管Q1導通期間，有下式成立:

其中Um為輸入端電壓Vin的幅值，ω0為輸入端電壓Vin的角頻率。

如果PWM波的頻率遠高于輸入端電壓Vin的頻率，則認為在開關管Q1導通期間，輸入端交流電壓Vin近似于不變。當電路工作在斷續模式(DCM)下時，假設在一個開關管Q1的開關周期ts內，開關管導通時間是Δt，則得到該周期中原邊繞組中的峰值電流Ipp的大小為:

圖3 原邊反饋反激電源的電路圖

式(5)表明若每個開關周期中，開關管Q1的導通時間相同，輸入端電流是一個峰值按照輸入端電壓變化的鋸齒波，如圖4(a)所示。

由于整流后，輸入端電壓Vin變為半波波形，若在同一個半波周期內，開關管Q1的導通時間相同，就可以使得輸入電流的峰值Ipp跟隨輸入端電壓Vin，如圖4(b)所示，從而使得反激式電源的功率因數接近于1。

圖4 反激式電源輸入端電壓電流波形

3 系統的硬件、軟件設計及仿真

根據第1節、第2節描述的系統功率主電路原理和恒流和功率因數校正原理，本節設計了相應的硬件電路和軟件，并對軟件的各個單元逐一進行了介紹。

3．1 系統的硬件設計

如圖5所示，數字控制實現的硬件平臺主要有反激式電源主電路、原邊采樣電阻兩端電壓和輔助繞組兩端電壓的采樣電路、FPGA和驅動電路等組成。

FPGA控制電路是整個控制的核心，根據原邊采樣電阻兩端的電壓信號和輔助繞組兩端的電壓信號，進行拐點檢測、谷底檢測、輸出電流有效值計算、PID等算法產生PWM信號，該信號經過驅動電路放大后驅動開關管Q1。

圖5 原邊反饋反激式數字控制LED驅動電路原理圖

3．2 系統的軟件設計

如圖6所示，為FPGA內部控制算法原理框圖。其中輔助繞組電壓采樣單元用于接收外部AD采樣輔助繞組兩端電壓轉換后的數據;原邊電流采樣單元用于接收外部AD采樣每個開關周期中原邊繞組流經電流的峰值Ipp;副邊電路放電時間測量單元用于根據實時采樣得到的輔助繞組電壓的數據，計算每個開關周期中的副邊電路放電時間tdis;谷底檢測單元用于根據原邊電流采樣單元輸出的Ipp，判斷此時是否處于輸入電壓Vin經整流后形成的半波波形的谷底處;輸出電流有效值設定單元用于設定電路輸出電流的有效值Iout_rms;輸出電流有效值測量單元用于測量當前電路中實際的輸出電流的有效值I'out_rms;恒流控制誤差比較單元用于根據 Iout_rms和I'out_rms計算電路輸出電流有效值控制誤差e;PID控制單元用于根據當前開關周期的輸出PWM波的占空比、當前開關周期的輸出電流有效值控制誤差和上一個開關周期的輸出電流有效值控制誤差，運用增量式PID算法計算下一個開關周期的輸出PWM波的占空比;PWM波輸出單元用于生成驅動開關管Q1導通或關斷的PWM波。

圖6 FPGA內部控制算法原理框圖

整體控制算法流程圖如圖7所示，具體控制流程如下:

(1)設定輸出電流有效值Iout;

(2)測量當前開關周期的副邊電路放電時間和原邊電流的峰值;

(3)根據步驟(2)中的測量值計算出當前實際的輸出電流有效值Iout;

(4)根據Iout和I'out計算出當前輸出電流有效值的控制誤差;

(5)判斷當前輸入電壓整流后的波形是否處于谷底。若處于谷底，進入步驟(6);否則進入步驟(7)。

(6)根據當前輸出電流有效值的控制誤差運用PID算法計算下一個半波周期的PWM波的占空比，并且將PWM波的占空比改為計算獲得的占空比，從而進入下一個半波周期

(7)輸出PWM波的占空比保持不變，進入下一個開關周期;

(8)進入步驟(2)。

圖7 整體算法流程圖

3．3 系統的穩定性證明

如圖8所示，在保留設計電路的全部特征的基礎上，將圖5中的主結構電路簡化成圖8。以輸入電壓vin為輸入變量;以輸入電流iin和輸出電壓vo為輸出變量;以電感電壓vL和電容電流ic為狀態變量。

圖8 主結構電路簡化圖

由于設計電路工作在斷續模式(DCM)下，所以分階段列出相關方程。

(1)開關管Q1導通，二極管D1截止。

其中，式(6)中由于采樣電阻Rs阻值較小，所以忽略了采樣電阻兩端的電壓。Lp為原邊繞組的電感，cL為負載電容，RL為負載電阻，ip為原邊電流。

(2)開關管Q1截止，二極管D1導通。

其中Nps為變壓器原邊、副邊匝數比。

(3)開關管Q1截止，二極管D1截止。

最后，根據式 6)～式(14)運用小信號模型［13－18］，可得輸出^v0(s)對控制變量 ^d(s)的傳遞函數Gvd(s)。

從式(15)可以看出，傳遞函數對應的極點都在左半平面，所以系統是穩定的。

3．4 各單元算法的具體實現

3．4．1 副邊電路放電時間測量單元

如圖2所示，當電路工作在斷續模式(DCM)下時，記一開關周期中副邊電路上升至峰值Isp的對應時刻為t0，記該開關周期中輔助繞組兩端電壓波形的下降拐點對應時刻為tp，則該開關周期中副邊電路放電時間tdis=tp－t0。運用拐點檢測法，可以測得每個開關周期的輔助繞組兩端電壓波形的下降拐點。

拐點檢測法的具體流程如下:

(1)在一開關周期中，記輔助繞組兩端電壓的最近的n個采樣值為v1，v2，…，vn，圖9是這 n個采樣值構成的散點圖，其中縱軸為采樣值大小，橫軸為時間，每個數據點在n個數據的散點圖上對應點的斜率為 k1，k2，…，kn－1，該斜率反映了相鄰的兩個輔助繞組兩端電壓的采樣值之間的變化大小。由于采樣為等時間間隔采樣，所以斜率計算公式為ki=vi+1－vi，i=1，2，…，n －1。

(3)若在開關管的一個開關周期中，在檢測到的副邊電路放電的開始時刻t0后，輔助繞組兩端電壓的連續 3 個采樣值 vp、vp+1、vp+2對應的斜率 kp－1、kp、kp+1的絕對值的大小為當前平均斜率ˉk的絕對值的5倍或5倍以上，則采樣值vp對應的采樣時刻tp為當前開關周期的輔助繞組電壓波形下降拐點的對應時刻，所以當前開關周期中的副邊電路放電時間tdis=tp－t0。

3．4．2 谷底檢測單元

由于開關周期是工頻周期的千分之一，為0．02 ms，所以當一開關周期處于如圖4(b)所示的谷底A、B、C處時，該開關周期中的原邊繞組流經電流的峰值Ipp很小，當原邊電流采樣單元輸出的Ipp低于0．1 mA時，認為此時經整流后的輸入電壓處于谷底狀態;否則，經整流后的輸入電壓處于非谷底狀態。

3．4．3 輸出電流有效值測量單元

由于開關周期是工頻周期的千分之一，輸入電壓整流后形成的半波的周期為開關周期的500倍，所以計算電路實際的輸出電流有效值只需要計算一個半波周期內輸出電流的平均值。記原邊電流采樣單元采樣得到的最近500個開關周期的原邊繞組峰值電流為 Ipp1、Ipp2、…、Ipp500，對應的副邊電路放電時間分別為 tdis1、tdis2、…、tdis500，則根據式(3)可知，當前時刻電路的實際輸出電流有效值的計算公式為:

3．4．4 PID 控制單元

PID控制單元根據恒流控制誤差比較單元測量得出的輸出電流有效值控制誤差，運用增量式PID算法［19－20］，調整輸出PWM波的占空比。其中PWM波的占空比調整過程如下:

由于要使電路具有較高的功率因數，所以輸入電壓整流后對應的每個半波周期中，PWM波的占空比保持不變，記第k個半波周期輸出的PWM波的占空比為D(k)，該半波周期對應的輸出電流有效值控制誤差為e(k)，誤差e(k)的計算公式如下:

則第k+1個半波周期輸出的PWM波的占空比D(k+1)為:

其中，e(k－1)是第k－1個半波周期對應PWM波的占空比;KP是比例常數，KI是積分常數，KD是微分常數。

3．4．5 PWM 輸出單元

由于要使電路具有較高的功率因數，所以輸入電壓整流后對應的每個半波周期中，PWM波的占空比保持不變，PWM波只能在輸入電流整流后的半波對應的谷底處才能改變輸出PWM波的占空比。

若谷底檢測單元輸出狀態為當前周期處于谷底狀態，則PWM輸出單元根據PID控制單元計算得到的下個半波周期的PWM波占空比D輸出對應的PWM波;否則，PWM輸出單元輸出PWM波的占空比保持不變。

3．5 系統的仿真結果

為驗證3．2節和3．3節描述的數字控制算法的可行性，本小節基于MATLAB軟件進行了仿真分析。

如圖10(b)所示，原邊采樣電阻兩端電壓的波形為三角波，所以電路工作在斷續模式(DCM)下;如圖10(a)所示，在仿真時間段中，PWM波的占空比基本不變，所以電路處于穩定狀態。

圖10

如圖11所示，本電路在啟動0．4 s左右，輸出電流達到設定值200 mA，啟動時間迅速;如圖12所示，運用增量式PID算法后，在仿真中對應的0．77 s時刻，輸出電流設定值由200 mA變換成140 mA，整個過程的響應時間約為0．4 s，沒有超調量，穩態誤差接近于零。

圖11 輸出電流設定值為200 mA時，輸出電流波形

圖12 運用PID算法后的輸出電流變化波形

4 系統樣機設計與實驗結果

根據第3節描述的系統軟硬件設計，本節設計了系統樣機，其參數同仿真參數一致。下面給出系統樣機的測試結果，主要考察恒流特性以及功率因數校正特性。如圖13所示?？刂撇捎?ALTERA EP4CE30F23C8N。同時搭建了測試系統，由主結構板、FPGA控制板、負載三部分組成。測試系統各部分框圖如圖14所示。主結構中變壓器的原邊電感為1．5 mH;原邊匝數為80;副邊匝數為20;輔助繞組匝數為20;MOS管采用5N60C;輸出電容為940μF。

圖13 原邊反饋反激式數字控制LED驅動電路原理圖

圖14 測試系統各部分框圖

對電路系統進行測試，負載為10盞額定電壓為3 V，額定電流為40 mA的LED燈。在50 V交流電的輸入下，測得PWM波波形與原邊采樣電阻兩端電壓波形如圖15所示。由圖15可知，原邊采樣電阻兩端電壓波形為三角波，所以系統工作在斷續模式(DCM)下。圖16為PWM波波形與輔助繞組兩端電壓波形。圖17為PWM波波形與MOS管漏源兩端電壓波形。

圖15 PWM波的輸出波形與采樣所得的電流波形S)

圖16 PWM波波形與輔助繞組兩端電壓波形

圖17 PWM波波形與MOS管漏源兩端電壓波形

當輸出電流有效值設定值在電路工作過程中從30 mA上升至40 mA，電路的輸出電壓的變化波形如圖18所示。

圖18 電路的輸出電壓的變化波形

從圖中可以看出，在輸出電流有效值設定值變化的過程中，電路實際的輸出電流有效值變化的相應時間短，并且沒有超調量，動態效應好。

如表2所示，其中負載LED燈的額定電壓為3 V，額定電流為40 mA，輸出電流有效值控制誤差的計算公式為:

表2 恒流控制精度表

最后給出系統在不同輸出電流下各參數測試結果表格，以反映功率因數特性和整機效率等，見表3。

表3 測試結果

通過數據可以看出，在整個調光范圍內LED驅動電路的功率因數都在97%以上，達到了高功率因數的要求，并且在輸出功率達到5．8 W時整機效率也都在80%之上。

5 結論

本文以反激式電源為例，根據其工作原理設計了一種基于原邊反饋的數字控制LED驅動電路。對于次級放電時間的測量，本文提出了一種次級放電時間的測量算法，使得次級放電時間的測量更加精確，從而實現對輸出電流的精確控制;本文還提出了一種用于恒流和功率因數校正的PID算法，其特點是在保證輸出電流有效值穩定的情況下，提高電路的功率因數，并且提高電路的動態性能，實測表明，該算法使得電路的輸出電流有效值控制誤差為6%，電路的功率因數達0．97以上，并且在改變電路的輸出電流有效值的設定值時，電路的相應時間段，沒有超調量。

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