一種可實現寬范圍電壓輸出的DC-DC變換器設計

孫寶文

（廣東科學技術職業學院機械與電子工程學院，廣東珠海519090）

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一種可實現寬范圍電壓輸出的DC-DC變換器設計

孫寶文*

（廣東科學技術職業學院機械與電子工程學院，廣東珠海519090）

摘要：提出了一種實用的可實現寬范圍電壓輸出的平方型變換器，分析了該變換器工作原理，對主電路中的功率管、變壓器、二極管、輸出電容和輸出電感等參數進行了設計。根據設計的結果，制作了變換器，并利用示波器采集了該變換器樣機重要元器件的工作波形；對樣機效率進行考察，全負荷工作效率在80%以上，占空比最大為0.65，驗證了設計的正確性。

關鍵詞：平方型變換器；寬范圍電壓；設計；占空比；效率

目前，直流變換器通常都是恒壓或是恒流型的，但在某些特定的場合，DC/DC轉換裝置需要適應寬范圍的輸入電壓或需要滿足寬范圍輸出電壓的要求，這就意味著該類變換器應具有較寬的電壓轉換比范圍。

在已有的一些文獻中，寬范圍轉換的變換器研究成果很多，如RCD復位雙管正激型DC-DC變換［2］，適用于高壓寬范圍輸入的交錯串并聯正激變換器［1］，交錯并聯Boost-LLC變換器［3］，有源箝位正激變換器［4］等，創新點很多，但已有的拓撲結構電路大多較復雜，成本較高，市場尚無見到應用，實用性不夠。

基于此種原因，本文設計了一種PWM平方型變換器，應用在實際的通信電源中，該變換器的電壓轉換比M是占空比D平方的函數，可以工作在較大的占空比，實現寬范圍電壓輸出，尤其是在輸入電壓很高時能夠得到很低輸出電壓，市場效益顯著。

1　雙管隔離式PWM平方型直流變換器的工作原理

本電路為了提高變換器的功率因數，減小輸入電流的諧波成分，提高開關變換器的轉換效率，借鑒文獻［5］的設計思路，在PWM平方型變換器實驗裝置之前增加功率因數校正。經過功率因數校正級的輸出電壓高達400 V，所以選用帶隔離變壓器的拓撲結構，考慮到在400 V輸入的情況下，開關管的電壓峰值Vds高達800多伏，這么高的電壓幅值對開關管的耐壓要求很高，為了降低開關管上的電壓應力，采用雙管PWM平方型變換器拓撲結構，見圖2所示。

為了分析其工作原理，作如下假設：

（1）變換器已經工作穩定；

（2）所有開關器件均為理想器件；

（3）Ll和L2足夠大，在換流過程中電感電流沒有變化，相當于一個恒流源。

圖2　主電路主要波形

為了拓寬占空比，該雙管平方型變換器工作在電感電流連續導通模式，在一個開關周期中可以分為5個工作模態，圖2是主電路理想工作情況下的主要波形。

工作模態1（t0~t1）

在t0時刻以前，高頻變壓器T1已經復位完畢，每個開關管承受的電壓為輸入電壓與電感L1上的電壓之和的一半，負載電流從續流二極管D3流通。在t0時刻，開關Q1和Q2同時獲得觸發脈沖而開通，二極管D1承受正向壓降導通，流過續流二極管的電流開始向整流二極管D4換流，換流的速度受變壓器的漏感的限制。

在t1時刻，整流二極管的電流上升到輸出濾波電感電流，換流結束。在本模態中，輸入端不向輸出端提供能量。

開關模態2（t1~t2）

在t1時刻副邊續流二極管和整流二極管換流結束，續流二極管D3截止，變換器開始向負載傳遞能量，輸入電感和輸出濾波電感中的電流在輸入、輸出電壓的共同作用下線性上升。本模態一直持續到t2時刻，開關管Ql和Q2同時關斷。本模態持續時間由變換器的工作占空比決定。

開關模態3（t2~t3）

在t2時刻，開關管Q1和Q2同時關斷，二極管D1承受反壓截止，原邊的箝位二極管D5和D6導通，流過電感L1的電流經續流二極管D2流通，開關管Ql上電壓為輸入電壓和電感L1上電壓之和，開關管Q2上電壓為輸入電壓，變壓器原邊加上負電壓，在該負電壓的作用下，整流二極管D4的電流向續流二極管D3換流，換流的速度受輸入電壓和變壓器漏感的限制。該模態持續到t3時刻，換流結束。

開關模態4（t3~t4）

在t3時刻，副邊換流結束，續流二極管D3流過負載電流，整流二極管截止。變壓器通過箝位二極管D5和D6復位，本模態一直持續到t4時刻變壓器復位完畢。

開關模態5（t4~t5）

在t4時刻，變壓器復位完畢，開關管Q1和Q2上的電壓下降到輸入電壓和電感L1上電壓之和的一半。在原邊，電感Ll上的電流通過續流二極管D2流通；在副邊，變換器通過續流二極管導通負載電流。本模態一直持續到t5時刻，新的開關周期開始。

2　變換器主電路參數的選擇與設計

當PWM平方型變換器工作在不連續導通模式，電壓轉換比是占空比D和負載電流Iout的函數。對應相同的占空比D，不連續導通模式下的電壓轉換比要高于連續導通模式下所對應的電壓轉換比，所以從連續導通模式向不連續導通模式的過渡，就意味著可獲得的最小電壓轉換比增大了，也意味著可獲得的電壓轉換比的范圍縮小了。因此為了使該平方型變換器有最寬的電壓轉換比范圍，在變換器設計時，保證變換器工作在連續導通模式。變換器設計具體指標如下：

開關頻率：f=200 kHz

輸入電壓：Vin=400 V

輸出電壓：Vo=12 V~24 V

輸出電流：Io=3.5 A~7.0 A

工作最大占空比：α=0.56

環境溫度：25℃

允許平均溫升：Δt=25℃

2.1功率管MOSFET的選擇

主開關管功率MOSFET的選擇是變換器設計中的重要步驟，它涉及到MOSFET電壓應力V（BR）DSS、工作結溫Tj、電流等級IDSS以及導通電阻Rds（on）的選擇。

在開關管關斷時，考慮變壓器的漏感作用，所以會出現關斷的電壓尖峰。一般關斷時的電壓不能超過MOSFET電壓應力V（BR）DSS的70%~90%。

如果輸入電壓為400 Vdc，最大占空比為56%時，對于雙管PWM平方型變換器的上管電壓應力V（BR）DSS必須高于600 V，下管電壓應力V（BR）DSS必須高于400 V。

另外，雙管PWM平方型變換器中，次級峰值電流IP：

所以初級電流IP=IP/n=7.3/3.3=2.2 A

考慮一定的裕量，電流等級IDSS必須大于4 A，所以，開關管選擇使用IR公司生產的場效應管IRFPE40。

2.2輸出二極管的選擇

輸出二極管D3、D4由于存在反向恢復時間的要求，所以設計時需要選快速（Fast Recovery）或者超快速恢復（Ultra-Fast Recovery）二極管。其具有反向恢復時間很短（一般在50 ns左右）、正向導通損耗小、結電容小等特點。

根據半波整流的特點，二極管反向電壓應力VRRM要考慮二極管關斷時電壓尖峰，取VRRM=200 V，最大導通平均電流If（AV）>8 A。

選擇Vishay公司FEP30DP雙管超快恢復二極管。其主要技術參數如下：

VRRM=200 V，If（AV）=30 A，trr=35 ns，VF=0.9 V

2.3輸出濾波電容的選擇

輸出電容主要是滿足輸出電壓紋波在一定的范圍之內，輸出電感的阻抗決定了輸出電流紋波的大小，同樣電容的阻抗決定了輸出電壓紋波的大小。電容的阻抗是由3部分組成，它們是等效電阻（Res）、等效電感（Les）以及電容C。

對于電感電流連續工作模式（CCM），電容的容值由電感紋波電流ΔI、開關頻率fs以及輸出紋波電壓ΔU0決定：

式中fs為輸出電感兩端的頻率，等于初級開關頻率。計算可知，C≥470 μF，取C=750 μF。

假定電容的容值足夠大，那么電容引起的紋波電流可以忽略不計，電容等效電阻（Res）必須滿足：

所以要滿足Res<30 hm，根據上面兩式可以確定輸出電容的容值及類型。由于紋波電流通過Res將引起功率損耗，并將增加電容的工作溫度和減小電容壽命，因此在選擇電容時盡量選擇Res值小的電容。Les在數兆赫茲處容易引起振蕩，因此需要選擇ESL小的電容。

2.4輸出濾波電感的選擇

輸出濾波電感中的電流是單一方向流動的。流過繞組的電流具有較大的直流分量，并且疊加一個較小的交流分量。流過輸出電感的電流是直流電流和鋸齒波電流ΔI之和，通常ΔI只占負載電流的5%~10%，也就是說，輸出濾波電感必須在直流磁化占主導的情況下工作，為使輸出濾波電感在大電流下不飽和，需要在磁芯中加入氣隙。中小功率可采用環形鐵粉芯或鐵硅鋁作為磁芯。

（1）電感量Lf計算

輸出電感工作在連續模式下（CCM），在初級開關管關斷，續流二極管續流的過程中，必須滿足：

其中，ΔToff是二極管續流持續時間，ΔI-為電感的紋波電流，一般情況下，峰峰值電流ΔI不大于滿載電流的20%，所以：ΔI+=ΔI-=5%～10%I0=7%×7 A= 0.49 A，UD為二極管管壓降，取為1 V。

ΔToff=(1-D)×Ts=(1-0.25)×5μs=3.75μs

其中，D為占空比，取為0.25，所以：

取電感量：

（2）磁芯的選擇

輸出電感磁芯一般選擇鐵粉芯（Iron Powder）或者MMP磁芯。鐵粉芯結構中有均勻的氣隙，它的初始磁導率很小，一般在100左右。在該PWM平方型變換器的設計中選擇Micrometals公司T130-26環形磁芯，T130-26系列。初始相對磁導率μe=75，AL=81.0+10%nH/N2。

（3）繞線匝數N

繞線匝數為：48匝。

2.5Buck級電路參數的選擇

對于電感的參數設計最重要的是電感磁芯的選擇，磁芯選用不易飽和的環形鐵粉芯磁環，該磁環對應的AL=95±10%nH/N2，對于該功率為80 W 的PWM平方型變換器，當工作在連續導通模式Buck級電路中所需的電感量為350 μH，根據式（4）求得需繞制81匝。對于所需的電容容值是由掉電所需要的保持時間來決定的，本電路中儲能電容取為440 V，120 μF。

二極管Dl由于開關頻率較高，同樣也需要采用快速恢復二極管。根據雙管PWM平方型變換器的工作原理，電壓VRRM必須大于400 V，電流IF（AV）大于3 A。選擇Philip公司的BYCl0-600超快恢復二極管。其主要技術參數如下：

VRRM=600 V，IF（AV）=10 A，trr=19 ns，VF≤1.8 V

2.6主功率變壓器的設計

根據雙管正激變換器特點，變壓器經過計算，磁芯結果參數如下：

（1）磁芯尺寸：ETD34，磁芯等效截面積：Ae= 97 mm2，變壓器表面積：St=47.843 cm2，線圈平均匝長：lm=85.4 mm，磁芯窗口面積：Sw=179.08 mm2，窗口寬度：（E-D）/2=（25.6-10.8）/2=7.4 mm，窗口高度H：H=2×12.1=24.2 mm

（2）繞組匝數的計算

初級繞組匝數：

式中，N1是初級繞組匝數，f是工作頻率（Hz），ΔBm是脈沖磁感應增量（T），UP1是變壓器初級輸入電壓幅值（V），Ae是磁芯等效截面積（cm2）。經過計算，初級繞組取30匝。

次級繞組匝數：

Ni是次級各繞組匝數，UPi是次級各繞組輸出電壓幅值（V），經過計算，次級繞組匝數取9匝，啟動繞組匝數取4匝。

繞制的時候，原邊繞組采用AWG30的導線，3匝并繞。啟動繞組電流非常小，取單匝繞組AWG34的導線，和原邊外層繞組并繞。在繞制過程中，原邊分為兩個繞組，繞制在最里層和最外層，每個繞組15匝；副邊9匝，繞制在兩個原邊繞組中間，繞線結構如圖3所示。

圖3　變壓器繞線結構圖

3　實驗結果

根據上述的計算，研制了可實現寬范圍輸出的雙管隔離式PWM平方型變換器，采集了相關波形，并對樣機的效率進行了測試，實驗結果驗證了設計的正確性。

3.1考察變換器工作導通模式

圖4是雙管PWM平方型變換器的電感電流波形圖，可以看出，所有二極管的導通和截止都是和開關管保持同步的，所以，開關管的驅動信號和電感電流波形變化一致，該變換器是工作在連續導通模式的。

圖4　工作在連續導通模式下的電感電流iL1和iL2的波形

3.2變壓器原邊電壓波形分析

圖5是電感Ll電流連續時變壓器原邊電壓波形和開關管的驅動波形。由圖可見，當開關管導通時，加在變壓器原邊的正向電壓為電容Cl上的電壓，約為D×Vin=0.45×400=180 V；當開關管關斷時，變壓器的反向磁復位電壓最高可達250 V左右，該反向電壓不足以讓磁復位二極管D5導通，因此變壓器的磁復位不是通過磁復位二極管D5，D6來完成的，而是通過電路中開關管自身的結電容以及變壓器的勵磁電感、漏感來完成的。所以變壓器原邊的反向磁復位電壓沒有達到400 V的嵌位電壓，因此在開關管關斷時兩只開關管的所承受的電壓應力也比較小。

圖5　電感Ll電流連續時的變壓器原邊電壓波形

3.3開關管Q1和Q2波形分析

圖6是電感Ll電流連續時的開關管Vds波形及開關管驅動波形，其中圖6（a）、圖6（b）分別是MOS?FET管Q1和MOSFET管Q2所對應的Vds波形及開關管驅動波形。由圖可見，當兩管關斷時，兩管的管壓降之和為DC／DC級輸入電壓、電感L1兩端電壓及變壓器原邊的磁復位電壓之和，待磁復位完畢后，兩管的管壓降減小為DC／DC級輸入電壓和電感Ll兩端電壓之和。但是在兩管關斷期間，兩管所承受的壓降是不均勻的，開關管Q1上的壓降明顯高于開關管Q2上的壓降，這是由于前級Buck電路的嵌入會使兩只開關管所承受的電壓應力不均衡所導致的。

圖6　電感L1電流連續時的開關管Vds波形及開關管驅動波形

3.4效率分析

研制的樣機輸出工作電壓范圍在12 V和24 V之間，考慮到輸出電壓越低，表明輸出電壓范圍越大，所以測試了輸入電壓400 V、輸出電壓為12 V時不同負載下的實驗數據，見表1所示，全負荷效率在80%以上，在滿載92.4 W輸出的情況下，效率可達82%，性能穩定。

表1　輸出電壓為24 V時不同負載下的效率

4　總結

本文提出了適用于實現寬范圍電壓輸出的雙管隔離式PWM平方型直流變換器，理論分析和實驗結果表明，變換器具有以下優點：

（1）該平方型變換器可工作于在較大的占空比，最大占空比可以大于0.5，易于實現電路的控制，輸出電壓較穩定。

（2）該變換器的工作頻率較高，體積和重量都較小。

（3）電路簡單，成本低，市場效益好，具有較高的實用價值。

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孫寶文（1975-），男，山東平度人，2004年華南理工大學碩士研究生畢業，廣東科學技術職業學院副教授，長期從事電氣工程技術研究和實訓教學工作，bwsun2009@ 163.com。

The Smart Inversion Switch Based on Digital Accelerometer

ZHANG Hongyan1*，PAN Baoqing2，MA Tiehua1

（1.School of Computer and Control Engineering，North University of China，Taiyuan 030051，China；2.Beijing Institute of Tracking and Communication Technology，Beijing 100094，China）

Abstract：Inversion switch is the key component of the internal electronic pressure gauge to realize power control and low power consumption，the power-on function is unreliable which occurs many times in shooting range test by using the various types of developed inversion switches. In order to improve the reliability of artillery chamber pres?sure measurement an intelligent inversion switch is designed on using the micro mechanical digital accelerometer. The switch judged power-on conditions according to double judging standards，it has high reliability. Machete ham?mer testing machine is used to test the shock resistance of the inversion switch. The results show that the switch can withstand the most impact acceleration to reach about 45 000 gn. The reliability detecting system is designed which can Simulate actual working environment，the switches can be filtered by the system，in this way，the working reli?ability of inversion switch is improved significantly. The switch also can be applied to other storage test system.

Key words：inversion switch；digital accelerometer；power control；chamber pressure measurement

doi：EEACC：7321；623010.3969/j.issn.1005-9490.2016.01.016

收稿日期：2014-12-26修改日期：2015-01-24

中圖分類號：TM92

文獻標識碼：A

文章編號：1005-9490（2016）01-0072-05