改進的大氣激光通信PPM調制解調系統設計

馬　爽， 吳志勇， 高世杰， 耿天文， 吳佳彬

(1.中國科學院 長春光學精密機械與物理研究所, 130033 長春；2.中國科學院大學, 100039 北京)

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改進的大氣激光通信PPM調制解調系統設計

馬爽1,2， 吳志勇， 高世杰1， 耿天文1， 吳佳彬1,2

(1.中國科學院 長春光學精密機械與物理研究所, 130033 長春；2.中國科學院大學, 100039 北京)

摘要:為進一步提高PPM解調的性能，系統以FPGA為主控單元，提出了一種改進的數字鎖相環提取時隙同步時鐘和快速幀同步提取方案，在傳統的數字鎖相環中添加了數字濾波器和FIFO緩存單元. 結果表明：系統能夠精確地調整時隙時鐘，調整精度達到0.25π，10 Mbps信號的時隙時鐘的抖動量僅為1.5 ns，最終系統實現了10 Mbps的大氣激光通信.

關鍵詞:激光通信; 脈沖位置調制; 時鐘同步; 數據與時鐘恢復

近地大氣激光通信系統中，大氣湍流效應嚴重影響了通信誤碼率. 脈沖位置調制(PPM)技術具有較高的峰值光功率，可以以最小的光平均功率達到最高的數據傳輸速率，相比于傳統的OOK調制方式具有更好的差錯性能和出色的抗干擾能力等優點. 因此，PPM調制解調技術非常適合自由空間光通信，有助于提高空間光通信的可靠性，并已得到廣泛研究[1-4].

PPM調制解調系統的關鍵技術在于接收端的時隙同步時鐘和幀同步時鐘的恢復，時隙時鐘又是解調系統的關鍵. 實際大氣光通信系統存在時鐘抖動現象，會引起時隙同步時鐘的偏移. 文獻[5]提出使用鎖相環(PLL)技術來提取PPM光通信系統中時隙時鐘信號. 文獻[6-10]實現了傳輸PRBS碼的PPM調制數字光纖通信系統，詳細分析了PPM調制系統中的同步問題，幀同步采用基于鎖相環的方法，即鎖住“肩并肩”的兩個光脈沖.

本文設計了一種改進的近地大氣激光通信PPM調制解調系統. 在傳統的數字鎖相環中增加了一種數字濾波器和FIFO緩存單元，降低了系統隨機噪聲的干擾，并減少了時隙時鐘的抖動. 另外，本文采用的幀同步方法與傳統的“肩并肩”的幀同步方式相比，縮短了同步建立時間，不需要等待“肩并肩”的信號形式出現就可以建立同步.

1PPM調制系統

PPM調制系統如圖1所示.由于受到激光器調制速率的限制，一般在幾Mbps量級，而商用的強度調制器的調制速率已經可以達到40 Gbps以上，所以系統采用外調制方式. 原始信號進入PPM調制單元，通過FPGA內部邏輯將信號變換成PPM信號序列；然后經過電壓驅動放大器，將PPM信號放大，使其驅動強度調制器；強度調制器將PPM信號調制到1 550 nm的激光上，而強度調制器需要預先根據PPM信號的電壓與激光器輸出的光功率,設定最佳的偏置電壓；最后經過摻鉺光纖放大器(EDFA)放大后送給光學發射天線.

光學發射系統為2個10 mm口徑鏡頭組成，EDFA放大后的光信號經過輸出光功率為1:1的分束器，將2束帶有同樣信息的光信號準直進入發射鏡頭，采用多口徑發射是為了克服大氣湍流的影響.

圖1　PPM調制發射端設計

PPM調制過程是將原始信號信息映射為窄脈沖序列，窄脈沖所在的不同位置代表不同的原始信號信息. 本文所采用的PPM調制階數為4，調制信號與原始信號的映射表如表1所示,信號的符號分為4種，每種符號的概率為1/4，分別對應不同的PPM調制信號.

由于4-PPM調制的調制信號4 bit代表原始信號2 bit的信息，為了實現一對一的映射，PPM信號要采用原始信號2倍的時鐘頻率.

表1　4-PPM時，調制信號與原始信號對應關系

PPM信號調制過程如圖2所示.先將原始的串行數據按照2倍的時鐘頻率將其轉換為4位并行數據，將其依次存入鎖存器中，當每存完4位數據后，對鎖存器中的值進行判斷，按照表1中的對應關系，輸出對應的PPM信號序列.

圖2　PPM調制過程框圖

圖3為PPM仿真分析的結果，虛線表示原始信號，實線表示PPM調制信號，PPM調制信號延遲5個半時鐘周期后，生成與原始信號一一對應的PPM信號序列.

圖3　PPM調制仿真分析

2PPM接收系統

PPM信號經過大氣傳輸后，2束光斑在接收端光強疊加，通過一個80mm口徑的光學接收鏡頭將空間光耦合至APD探測器的靶面上，之后的信號處理應包括前置互阻放大器、限幅放大電路、時鐘與數據恢復電路和PPM解調電路.

接收系統框圖如圖4所示. APD探測器使用Voxtel公司的200 Mbps速率APD，該APD內部集成TIA前置放大器，APD的偏置電壓控制和自動溫度控制等功能通過APD的控制單元完成. 限幅放大電路使用MAX3747芯片. 時鐘與數據恢復和PPM解調在調制解調板中實現. 調制解調板由ALTERA公司的Cyclone系列EP1C12Q240C8芯片、電源部分和接口電平轉換電路等部分組成，其中接口電平轉換電路可將限幅放大器輸出的CML電平轉化為FPGA可用的LVDS高速差分電平.

圖4　PPM接收系統框圖

2.1PPM解調單元

2.1.1時隙時鐘同步

時隙時鐘同步(位同步)是指在接收端的基帶信號中提取碼元定時的過程，所提取的時隙同步時鐘是頻率等于碼速率的定時脈沖.

本文采用的是基于數字鎖相環的方式，同步提取電路由過零提取、壓控振蕩器(晶振)、分頻器、相位比較器和脈沖加減控制組成,具體流程圖如圖5所示.

圖5　數字鎖相環電路

過零信號的提取即為信號跳邊沿的檢測，檢測時鐘頻率為碼元速率的32倍，每檢測到一個跳變沿，產生一個時鐘周期的高電平，提取出時隙時鐘信息. 相位比較器則輸出本地時鐘與時隙時鐘信息的相位差，產生超前或滯后脈沖. 通過控制本地晶體振蕩器輸出的脈沖個數，添加或扣除脈沖就能使分頻器輸出的脈沖提前或推遲出現，從而形成時隙同步時鐘.

此種超前/滯后式的同步方法，無論添脈沖還是扣脈沖，相位校正總是階躍式的，校正的穩態相位不會為零，總是圍繞中心點在超前與滯后之間來回擺動，從而導致恢復的時隙時鐘的抖動.

為了消除這種現象，在相位比較器后端加入一種數字式濾波器——隨機徘徊濾波器. 當輸入超前脈沖時，計數器加1，當輸入滯后脈沖時，計數器減1；只有當2N可逆計數器計滿置2N或0時，才會輸出一個超前或滯后脈沖，此時計數器復位置N；當輸入的超前或滯后脈沖隨機出現時，2N可逆計數器始終在N值左右擺動，則不輸出超前或滯后脈沖. 增加隨機徘徊濾波器后，系統在以下兩個方面得到了優化：

1)濾掉了隨機噪聲；

2)減低了同步時鐘抖動頻率.

雖然時隙同步時鐘呈現階躍式跳動，但此時同步時鐘的邊沿已經是數據采樣的最佳時刻，用同步時鐘將數據寫入異步FIFO中，再用本地晶振產生的時鐘將數據從FIFO中讀出，利用FIFO對數據的緩存，克服了時鐘的抖動現象.

2.1.2幀同步

幀同步可采用插入法和直接法. 插入法即在每幀的幀頭部插入特殊的碼元，用以辨別每幀的起始位置，比如插入巴克碼，但這樣會讓系統復雜化，并占用了原本傳輸信息的時隙，增加信息的冗余，所以本文采用直接法提取幀同步信號. 傳統上多采用基于鎖相環的方法，鎖住“肩并肩”的兩個光脈沖. 但隨著PPM調制階數的增加，“肩并肩”形式的光脈沖出現概率很小，為了提高同步的效率，采用以下方式.

根據PPM信號以下的3個特點：

1)每個4-PPM幀由4個時隙組成，其中有且只有1個時隙是高電平，其余都是低電平；

2)若連續出現4個低電平，說明這4個低電平一定不處在同1個PPM幀當中，而是相鄰的2個幀中；

3)若連續出現2個高電平，說明這2個高電平只能在相鄰的2個幀當中.

具體幀同步程序流程圖如圖6所示. 接收端PPM信號先經過串/并轉換單元，在時隙同步時鐘控制下，將數據寫入4位的移位寄存器中；再對移位寄存器中的4位數據進行邏輯判斷，若這4位數據中有且只有1個高電平時，則輸出高電平，其他情況輸出低電平. 此時，計數器對時隙時鐘進行計數，計數器每計4個數產生1個進位高電平，其他時候輸出低電平. 將計數器輸出與邏輯判斷結果相與，若兩者都為高電平，相與結果為1時，則輸出一個幀同步信號，其他時刻不輸出幀同步信號. 若相與結果為0，將此低電平跟控制計數器的時隙時鐘相與，使計數器暫停計數一次，從而通過扣除時隙時鐘的方式逐漸達到幀同步.

圖6　PPM幀同步信號提取流程圖

3系統性能分析

3.1速度分析

PPM接收系統的速度是由時鐘恢復電路的最大工作速度決定的，最大工作速度取決于FPGA內嵌PLL所能提供的最大速度及分頻器的分頻系數.

1 Mbps速率實驗的PPM時隙同步時鐘 1 MHz，原始信號速率500 KHz，分頻系數32，系統時鐘32 MHz；10 Mbps速率實驗的PPM時隙同步時鐘10 MHz，原始信號速率5 MHz，分頻系數32，系統時鐘320 MHz.

3.2相位誤差分析

相位誤差主要是由于同步脈沖的相位在跳變的調整所引起的. 在基于添扣脈沖的位同步方法中，分頻器的系數n=32，每調整一步，相位改變4個系統時鐘周期，故兩次實驗的最大的相位誤差均為

(1)

3.3同步建立時間分析

同步建立時間是指從未同步狀態到同步狀態(如開機、中斷等情況)所需的最長時間. 對于基于添扣脈沖的位同步方法，當時隙同步脈沖相位與鑒相器輸出的真實相位差π(對應時間T/2)時，調整時間最長，此時所需最大調整次數為

對于4-PPM調制信號，每4個脈沖周期出現一個高電平，即2個過零點基準脈沖，因此，平均每T/2脈沖周期可能有一次調整，并且本實驗在鑒相器后端假如隨機徘徊濾波，使調整周期增加一倍，故最大的位同步建立時間為

(3)

而本文采用的幀同步方法在沒有同步頭的情況下，當幀同步脈沖與真實數據幀的誤差為3T時，調整時間最長，每個脈沖周期調整一次，此時的最大同步建立時間為

(4)

傳統的“肩并肩”形式的幀同步方法中，“肩并肩”形式的信號出現的概率是隨機的，當這種形式信號出現的時間大于3T時，本文的方法將極大地縮短同步的建立時間. 這種“肩并肩”形式的信號出現的時間小于3T的概率是較小的，此時兩種方法的同步建立時間相差不大.

3.4抖動分析

抖動又稱定時抖動，時鐘信號的抖動可以看作實際的時鐘信號跳變沿與理想時鐘跳變沿的偏移. 由5 GHz采樣示波器測得10 MHz同步時鐘沿的抖動量為1.5 ns，即0.15%T.

4實驗結果

圖7為1 Mbps通信數據速率下，發送數據為循環碼，PPM調制階數為4，發送板晶振為40 MHz，接收板晶振為29.491 2 MHz時，未加FIFO和加入FIFO后恢復的時隙時鐘. 可以明顯看出，加入FIFO后，時鐘抖動情況明顯下降，并能很好地恢復出原始信號.

圖8為10 Mbps通信數據速率下，發送數據為循環碼，PPM調制階數為4，發送板晶振為40 MHz，接收板晶振為50 MHz時，原始信號與經過PPM調制解調后的信號. 從圖中測得，經過系統傳輸后，信號延遲了1.078 μs，滿足傳輸要求.

圖7　1 Mbps速率未加FIFO和加入FIFO后恢復的時隙時鐘

圖8　10 Mbps速率下原始信號與解調信號

圖9為10 Mbps通信數據速率下，通過改進的數字鎖相環提取出的時隙同步時鐘，恢復的時鐘質量較好.

圖9　10 Mbps速率下恢復的時隙同步時鐘與解調信號

5結論

設計的PPM調制解調系統完成了1 Mbps和10 Mbps通信速率下的大氣激光通信，同步系統的相位誤差僅為0.25π，系統的同步建立時間僅為7個時隙時鐘周期，10 MHz的同步時鐘沿的抖動僅為時隙時鐘周期的0.15%，利用數字濾波器和FIFO的緩存優化了系統設計. 本文的方法理論上可以達到更高的通信速率，還需要對更高速的通信系統進行驗證，同時，為了提高大氣激光通信的誤碼率性能，還應研究可以與PPM調制解調相結合的編碼形式.

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(編輯王小唯苗秀芝)

Design of modified atmospheric laser communication PPM modulation-demodulation system

MA Shuang1,2, WU Zhiyong1, GAO Shijie1, GENG Tianwen1, WU Jiabin1,2

(1. Changchun Institute of Optics, Fine Mechanics and Physics, Chinese Academy of Sciences, 130033 Changchun, China;2. University of Chinese Academy of Sciences, 100049 Beijing, China)

Abstract:In order to improve the performance of PPM demodulation system, we proposed an improved digital phase-locked loop to extract slot synchronization clock and a fast frame synchronization extraction scheme. On the basis of traditional digital phase-locked loop, the digital filter and FIFO buffer unit are added. The results show that the slot synchronization clock can be precisely adjusted. The adjustment accuracy is 0.25π. The jitter of slot synchronization clock is only 1.5 ns in 10 Mbps. Finally the system achieves atmospheric laser communication in 10 Mbps.

Keywords:laser communication; pulse position modulation; clock synchronization; CDR

中圖分類號:TN929.12

文獻標志碼:A

文章編號:0367-6234(2016)05-0105-05

通信作者:馬爽，jy01892231@126.com.

作者簡介:馬爽(1987—)，男，博士；吳志勇(1965—)，男，研究員，博士生導師.

收稿日期:2015-2-10.

doi：10.11918/j.issn.0367-6234.2016.05.017