反激變換器電流尖峰分析*

劉帥剛　聶　彥　馮則坤

(華中科技大學光學與電子信息學院　武漢　430074)

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反激變換器電流尖峰分析*

劉帥剛聶彥馮則坤

(華中科技大學光學與電子信息學院武漢430074)

摘要反激變換器工作在高頻開關狀態，其開關管在開通瞬間存在較大的電流尖峰，這不僅增加了開關管的電流應力，而且降低了電路的可靠性。通過建立等效電路模型進行仿真，詳細分析了影響電流尖峰的幾個重要因素，并提出了相應的抑制措施，為反激變換器的可靠性設計提供了參考。

關鍵詞反激變換器; 電流尖峰; 可靠性

Class NumberTM46

1引言

反激變換器是開關電源的重要組成部分。近年來，隨著開關電源的小型化、高頻化進程，電路雜散參數及器件的非理想特性等因素對電源性能產生了很大影響[1～3]，如開關管工作過程中的電壓、電流尖峰，嚴重降低了電路的可靠性。文獻[4～6]提出了兩種變壓器高頻模型，并分析了變壓器分布電容對反激變換器的影響；文獻[7～10]提出了幾種功率MOS管模型，且分析了寄生參數對開關管關斷時刻的影響。但是，這些研究工作均沒有同時考慮變壓器和功率MOS管多種寄生參數對開關管開通瞬間電流尖峰的影響。本文通過建立電流尖峰分析的等效電路模型，運用Saber仿真軟件，詳細討論了影響反激變換器電流尖峰的幾個因素，得到了一些有用的結論，并提出了有效的抑制措施。

2電流尖峰的影響因素

2.1等效電路模型

圖1為電流尖峰分析的等效電路模型。

圖1　電流尖峰分析等效模型

其中，Llk、Lp、Cp分別為變壓器原邊的漏感、激磁電感和分布電容，Cgd與Cds分別為開關管柵漏極和漏源極寄生電容；Lz為原邊回路的雜散電感；Vg與Rd分別為驅動信號和驅動電阻；N為變壓器匝比，VD為副邊整流二極管。

2.2影響因素分析

圖2是連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下，開關管VS工作在截止、開通、導通、關斷四個階段的等效電路，其中Rds為VS的通態電阻。

圖2　開關管各工作階段等效電路

1) 截止階段:當VS截止時，副邊VD導通，變壓器去磁，此時Cp電壓被副邊箝位在(NUo)，極性上負下正；VS截止期間，Cds被充電至(Vin+NUo)，極性上正下負；此間，Cgd也被充電，電壓極性左負右正。

2) 開通階段:當VS開通時，副邊線圈電壓不再被箝位至Uo，原邊Cp上電壓也不再被箝位，Cp通過Lz，VS，Uin諧振放電，形成流過VS的電流尖峰；同時副邊VD開始反向關斷，形成反向恢復電流ir，ir經變壓器耦合到原邊，也形成流過原邊電感，VS，Uin的電流尖峰；VS開通階段，Cds經過VS放電，形成流過VS的電流尖峰；同時Cgd經過VS，Vg，Rd放電，也形成流過VS的電流尖峰。

3) 導通階段:當VS導通時，副邊VD截止，Cp被充電至Uin，極性上正下負。導通期間，Lp被激磁，儲存能量。

4) 關斷階段:當VS關斷時，Lp，Llk分別與Cds諧振，Cds被充電。之后副邊VD開始導通，Cp電壓被副邊箝位，極性上負下正，電路進入截止階段，開始下一周期的工作。

若電路工作在斷續模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)時，VS導通、關斷階段分析與CCM模式類似。截止期間因為副邊去磁完成，VD截止，所以開通階段沒有反向恢復電流耦合到原邊形成流經VS的電流尖峰。

3電流尖峰的仿真結果與討論

在Saber Sketch仿真環境下，對圖1所示的電路模型進行仿真。其中輸入電壓為24V，輸出電壓為5V(2A)；驅動信號幅值為16V，頻率為200KHz，占空比為0.4，上升沿為40ns；電路工作在CCM模式下。

圖3是當VD，Cds及驅動信號不變時，流經VS的電流尖峰在兩個不同Cp典型值下的仿真結果。圖4是電流尖峰隨原邊分布電容的變化曲線。當VS開通階段時，Cp通過Lz諧振放電，且Cp越大，VS截止階段其儲存的能量就越大，開關管開通階段諧振的能量也越大，最后導致電路越大的電流尖峰。因此，在電路優化時，改善電流尖峰的重要原則就是選擇較小的原邊分布電容Cp。

圖4　電流尖峰隨Cp變化曲線

在變壓器的設計中，原邊分布電容Cp的大小與原邊線圈的繞制方法有關。因此，為抑制電流尖峰，要盡可能選擇分布電容小的繞制方法。2層線圈有C型、Z型、兩段式、累進式等四種典型繞法，且分布電容由大到小，因此采用累進式繞法引起的電流尖峰相對較小[6]；三層線圈有C型、Z型、多段式等三種典型繞法，其分布電容依次減小，故采用多段式繞法引起的電流尖峰相對較小[11～12]。

圖5是Cds，Cp及驅動信號不變時，電流尖峰隨VD反向恢復特性的變化曲線。仿真過程中，將電容和理想二極管并聯，通過改變并聯電容值，模擬二極管截止前的放電特性。若電路工作在CCM模式下，當VS開通階段時，VD開始反向關斷，其反向電流ir耦合到原邊，流經原邊電感、VS、Uin形成電流回路。并且VD的反向恢復時間越長，耦合到原邊的電流就越大，從而導致電路出現更大的電流尖峰。因此，在電路優化時，抑制電流尖峰的重要措施就是選擇反向恢復時間小的二極管。

圖5　電流尖峰隨VD特性變化曲線

圖6是Cp，VD及驅動信號不變時，電流尖峰隨Cds的變化曲線。當VS截止期間，Cds被充電，且Cds越大，截止期間儲存的能量越大。從而，當VS導通時，Cds通過VS放電形成的電流尖峰就越大，最終使電路出現更加尖銳的電流尖峰。因此，在電路優化時，避免出現過大電流尖峰的另一個重要方法是，在同等條件下，盡可能選擇Cds較小的開關管。

圖6　電流尖峰隨Cds變化曲線

圖7是Cp、VD及Cds不變時，電流尖峰隨驅動信號特性的變化曲線。當VS工作在截止期間，Cgd被充電；而在VS導通時，Cgd將通過VS，Vg形成放電回路，故驅動電路的特性會影響其放電過程。所以，在反激變換器設計中，開關管選定后，若驅動信號的幅值相同，其上升沿時間越長，放電形成的電流尖峰將越大。因此，在電路優化時，選擇較小上升沿的驅動信號也是抑制電流尖峰的一種方式。

圖7　電流尖峰隨驅動信號Vg變化曲線

進一步分析上述的電路仿真結果，可以發現:原邊分布電容Cp，二極管VD的反向恢復時間，以及開關管漏源極寄生電容和驅動信號特性對電流尖峰的影響是不同的。Cp與VD對電流尖峰的影響較大，而Cds和驅動信號的上升沿對電流尖峰的影響相對較小。因此，在反激變換器設計中，若選用分布電容較小的變壓器線圈繞法，同時采用反向恢復時間短的整流二極管，再通過選擇漏源極寄生電容小的開關管，以及上升沿小的驅動信號，將能有效抑制電流尖峰，減小開關管的電流應力，降低功耗，從而極大地改善電路特性。

4結語

本文通過對電路的等效模型進行模擬仿真，詳細分析了影響電流尖峰的幾個重要因素。仿真結果表明，影響反激變換器開關管開通瞬間電流尖峰的因素有變壓器原邊的分布電容，副邊整流二極管的反向恢復時間以及開關管的漏源極寄生電容和驅動電路的特性。最后，本文針對影響電流尖峰的幾個重要因素，提出了一些有效的電路優化措施。

參 考 文 獻

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Analysis of Current Spike in Flyback Converter

LIU ShuaigangNIE YanFENG Zekun

(School of Optical and Electronic Information, Huazhong University of Science and Technology, Wuhan430074)

AbstractWhen the flyback converter is operating in high switching mode, high current spike will appear at the turn-on moment of the switch, which increases the current stress of the switch and reduces the reliability of the circuit. The equivalent circuit model is presented and simulation results show the main influencing factors of the current spike. Based on comprehensive analysis of those factors, suppression methods are put forward. This work provides a reference of the reliability design in the flyback converter.

Key Wordsflyback converter, current spike, reliability

* 收稿日期：2015年11月12日,修回日期：2015年12月13日

作者簡介：劉帥剛，男，碩士研究生，研究方向：開關電源。聶彥，女，博士，教授，研究方向：微波磁性功能材料及其應用技術。馮則坤，男，博士，教授，研究方向：磁性材料與器件、磁應用技術。

中圖分類號TM46

DOI：10.3969/j.issn.1672-9730.2016.05.041