多逆變器并網運行耦合諧振分析及抑制策略

張春強?┏輪怯?++李鳴慎++匡慧敏++程石

摘 要：多逆變器并網運行的諧振問題與單臺逆變器相比較為復雜。本文建立的多逆變器并網運行的諾頓等效數(shù)學模型，按諧振產生機理的差異將諧振劃分為：自身諧振、并聯(lián)諧振、串聯(lián)諧振，并分析了各類諧振的特點；電流控制環(huán)節(jié)引入諧波電流補償?shù)挠性醋枘岘h(huán)節(jié)，以衰減耦合諧振峰值。通過與未采用諧波電流補償?shù)目刂撇呗缘膶Ρ妊芯浚炞C該方案抑制諧振的有效性。

關鍵詞：多逆變器并聯(lián)；耦合諧振；虛擬諧波電阻；微電網

中圖分類號：TP23 文獻標識碼：A

1 引 言

多分布式電源的孤島微電網可以采用下垂控制實現(xiàn)逆變器無互聯(lián)線的并聯(lián)運行[1，2]。微電網連接大電網時，分布式電源并網匯總母線電壓由大電網電壓提供支撐，各并網逆變系統(tǒng)采取電流控制方案，實現(xiàn)風電或光伏的最大功率跟蹤控制[3，4]。

LCL型濾波器是一種適應于較大功率等級的分布式電源并網逆變場合的并網濾波器。與L型濾波器相比，LCL型逆變器能有效抑制電流的高次諧波。在設計相同的抑制諧波效果的前提下，LCL型濾波器的總電感量要遠低于L型濾波器，這有利于降低電感體積，提高功率密度，降低濾波損耗。但LCL型濾波器在特定諧波頻率附近存在一個明顯的幅頻響應諧振峰值[5，6]，若逆變器輸出電流諧波分量的頻率恰好位于該諧振點附近，造成諧波電流的顯著放大。

為了能夠有效抑制LCL濾波器的諧振峰值，常采取無源阻尼和有源阻尼法來降低諧振點附近的幅頻響應幅值。無源阻尼法主要的缺點在于阻尼電阻增加了系統(tǒng)的損耗，尤其是大功率場合，阻尼電阻發(fā)熱嚴重。有源阻尼策略通過修正控制算法來實現(xiàn)阻尼效果[7，8]。

多臺并網逆變器并聯(lián)運行，其諧振問題相比單臺逆變器時更為復雜，其諧振幅值和頻率受逆變器并聯(lián)數(shù)量、其他逆變器輸出電流以及電網電壓等的影響[9，10]。為了探究多臺并網逆變器耦合諧振問題，本文建立了多逆變器并網運行的諾頓等效數(shù)學模型，在此基礎上分析自身諧振、并聯(lián)諧振以及串聯(lián)諧振的特點。在無差拍電流控制環(huán)節(jié)引入諧波電流反饋補償項用以衰減逆變?yōu)V波系統(tǒng)的各種諧振峰值。諧波電流補償采取濾波電容電壓反饋法，無需額外增加電壓或者電流傳感器就可以實現(xiàn)有源阻尼。通過仿真驗證，無差拍電流補償策略能夠有效抑制自身逆變器電流、其他逆變器輸出電流、逆變器并聯(lián)數(shù)量等的變化以及因電網諧波電壓而產生的諧振影響。

2 并網逆變器建模

圖1為光伏逆變系統(tǒng)并網運行控制示意圖。n臺光伏逆變系統(tǒng)輸出電流在公共母線上匯集后再流入大電網。每套光伏逆變系統(tǒng)由光伏陣列、直流穩(wěn)壓環(huán)節(jié)、H橋逆變電路、LCL濾波器、A/D轉化及DSP控制單元組成。upv、ipv為光伏板輸出電壓和電流；udc為光伏陣列通過直流穩(wěn)壓環(huán)節(jié)得到的直流母線電壓；uinv為逆變器輸出電壓；uc為濾波電容電壓；R1、R2分別為逆變側和網側電感寄生電阻；Cf為濾波電容；L1、L2分別為逆變側濾波電感和網側濾波電感；i1、i2、ic分別為逆變側電流、網側電流、濾波電容電流；upcc為逆變器并網點的匯集母線電壓；ig、Rg、Lg、ug分別為注入大電網的匯集電流、電網等效電阻、電網等效電感和電網電壓。

圖1中的參考電流計算環(huán)節(jié)、電流控制和有源阻尼環(huán)節(jié)的控制框圖見圖2所示。圖2中，Iref、iref分別為參考電流信號的幅值和瞬時值；Upcc_rms為upcc的均方根值；Ipf為光伏前饋補償電流；iref_comp為有源阻尼環(huán)節(jié)的參考補償電流；上標*表示信號的參考值；k為第k個采樣周期；K為逆變器增益；Ts為采樣周期；d為逆變器的占空比。

圖2為電流控制和有源阻尼結構框圖。電流控制采用無差拍控制模式；有源阻尼環(huán)節(jié)采用諧波電流反饋補償法。有源阻尼補償環(huán)節(jié)的原理為：通過引入一個與實際i1中非基頻分量反向的補償項達到抑制逆變器輸出諧波電流的目的。采用離散滑窗傅里葉變換法（SDFT）實時提取uc的基頻分量uc_f，與原uc信號求差值，得到uc的諧波分量uc_h，再將該諧波分量除以設定的虛擬阻尼電阻RV，最后得到有源阻尼環(huán)節(jié)的參考補償電流iref_comp。

提取第h次諧波的滑窗離散傅里葉變換 （SDFT）模塊在離散z域的表達式為

HS（z）=1-z-N1-ej2πh/Nz-1（1）

其中N為一個工頻周期的采樣點數(shù)。SDFT算法不僅能夠快速準確地提取相應次數(shù)的諧波分量，適合于數(shù)字實現(xiàn)。

4 仿真驗證

多臺并網逆變器并聯(lián)運行，逆變器為單相H橋，仿真單臺逆變器額定功率為2KW，具體的仿真參數(shù)見表1。

4.1 自身諧振

圖5仿真了當2臺、3臺、6臺逆變器并網運行且未采用諧波電流補償策略時，第1臺逆變器的Iref，1在0.405s時刻由4A增至8A，該逆變器I2，1的暫態(tài)響應波形及相應的電流暫態(tài)時的頻譜。2臺、3臺、6臺逆變器并聯(lián)運行的固定諧振點都位于26次（1330Hz）諧波頻率附近；可變諧振點分別位于13次（663Hz）、11次（565Hz）、8次（419Hz）諧波頻率附近。圖6為采用諧波電流補償策略后，第1臺逆變器的Iref，1在0.405s時刻由4A增至8A，該逆變器I2，1的暫態(tài)響應波形。顯然改進策略應對Iref突變時的動態(tài)跟蹤能力得到了極大地增強，電流暫態(tài)過程不受逆變器并聯(lián)數(shù)目的影響。

4.2 并聯(lián)諧振

圖7為當2臺、3臺、6臺逆變器并網運行時，第一臺逆變器的參考電流Iref，1在0.405s時刻由4A突增至8A時，第二臺逆變器的網側輸出電流I2，2的響應。2臺、3臺、6臺逆變器并網運行時，逆變器并聯(lián)諧振點分別位于13次（663Hz）、11次（565Hz）、8次（419Hz）諧波頻率附近，而固定諧振點位于26次（1330Hz）諧波頻率附近。圖8為采用諧波電流補償策略后，第1臺逆變器的Iref，1在0.405s時刻由4A增至8A，第二臺逆

變器I2，2的暫態(tài)響應波形。與圖7相比，在應對其他逆變器Iref的干擾，有諧波電流補償環(huán)節(jié)的策略能夠顯著縮短電流的調節(jié)時間。電流暫態(tài)不受并聯(lián)逆變器數(shù)量的影響。

圖8 采用諧波電流補償策略的

多臺逆變器并聯(lián)諧振電流暫態(tài)響應

4.3 串聯(lián)諧振

仿真6臺逆變器并聯(lián)運行。在電網中注入0.4%的13次諧波電壓。逆變器的動作時序分別有0.4s、0.44s、0.48s三個時間節(jié)點。0.4s之前，6臺逆變器同時運行；0.4s至0.44s，僅3臺逆變器運行；0.44s至0.48s，僅2臺逆變器運行；0.48s以后，僅1臺逆變器運行。

圖9的頻譜分析圖可知逆變器的串聯(lián)諧振點隨系統(tǒng)并聯(lián)逆變器臺數(shù)的變化而變化，特定數(shù)量逆變器運行的并網電流諧振點有：839Hz（1臺）、663Hz（2臺）、565Hz（3臺）、419Hz（6臺）。其中，當系統(tǒng)僅2臺逆變器運行時，并網電流的諧波畸變率最大（14.65%），這是因為電網中含有13次諧波電壓，該諧波頻率恰好位于系統(tǒng)串聯(lián)諧振點附近。

圖10為采用諧波電流補償后多臺逆變器與電網串聯(lián)諧振電流I2，1響應波形及頻譜。逆變器隨時間切機過程對第一臺逆變器輸出電流的諧波含量影響不大，串聯(lián)諧振峰值得到明顯的衰減。

5 結 論

多LCL型逆變器并聯(lián)并網運行時，各臺逆變器存在三種類型的諧振現(xiàn)象：由自身逆變器輸出電流引起的諧振、由其他逆變器輸出電流引起的諧振、由電網諧波電壓引起的諧振。自身諧振和并聯(lián)諧振存在一個固定諧振點和一個可變諧振點。隨著并聯(lián)逆變器臺數(shù)的增加，自身諧振和并聯(lián)諧振的固定諧振點的峰值分別呈上升和下降趨勢，而兩者的可變諧振點的峰值都呈衰減趨勢并向低頻段遷移。串聯(lián)諧振點的峰值隨并聯(lián)逆變器臺數(shù)增加呈衰減趨勢。本文采用的諧波電流補償有源阻尼方案能夠有效抑制多逆變器之間的耦合諧振。

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