帶隔離變壓器的船用數字逆變電源輸出電壓控制研究

何金平

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帶隔離變壓器的船用數字逆變電源輸出電壓控制研究

何金平

（武漢船用電力推進裝置研究所，武漢 430064）

本文針對帶隔離變壓器的數字逆變電源存在輸出電壓負載調整率較大的問題，提出了一種改進的控制方法，并給出了詳細的設計過程；通過Matlab的Simulink仿真軟件對提出的控制方法進行了仿真驗證，仿真表明改進后的電源輸出端電壓的負載調整率有了較大的提高，最后通過試驗樣機進行了試驗驗證。

逆變電源 負載調整率 PR控制

0 引言

目前很多小型游船采用了蓄電池作為原動力的電力推進系統，另外還有一些船為降低成本也采用直流母線形式的電力推進系統，這兩種形式的船舶都需要用到逆變器將直流電逆變成交流電的形式，供船上的日用負荷使用。同時，為電壓匹配并提高逆變電源系統的可靠性，逆變器輸出需要經變壓器隔離后共負載使用。由于變壓器存在壓降，尤其是在感性負載情況下，壓降最為明顯。變壓器出口電壓隨負載波動，會引起日用負荷供電質量下降；在電動機啟動瞬間，感性沖擊電流能夠達到額定電流的5-7倍，在變壓器上產生明顯的壓降，容易引起其他負載欠壓保護動作；尤其對于壓縮機類型負載，容易引起無法起機[1,2]。

本文研究了帶隔離變壓器的船用逆變電源輸出電壓的控制策略，將輸出電壓的反饋點設計在隔離變壓器的輸出端，隔離變壓器即能夠起到隔離、變壓的功能，同時還能夠起到濾波的作用，但是隔離變壓器的引入改變了系統結構，因此逆變電源的環路控制參數需要重新設計。通過Matlab的Simulink對提出的控制方法進行了仿真驗證，仿真表明改進后的電源輸出端電壓的負載調整率有了較大的提高，最后通過試驗樣機進行了試驗驗證。

1 變壓器對逆變電源輸出電壓影響分析

通常數字逆變電源通過功率單元將直流電逆變成380 V交流電為三相負荷供電，為滿足輸出電壓達到負載正常使用的要求，直流輸入電壓一般應能達到675 V以上，才能保證經濾波單元后的交流電壓在滿載時達到380 V。但通常采用蓄電池作為主電源的船舶，蓄電池放電時電壓可能低于這個值，因此一般逆變電源的輸出端通過一個升壓變壓器將逆變電源的輸出電壓提高到380 V。逆變電源與隔離變壓器的連接單線圖如圖1所示。

升壓變壓器能夠同時兼作隔離變壓器使用，可以有效隔離逆變單元產生的共模電壓，減少逆變電源對負荷設備的電磁干擾。但是由變壓器產生的壓降會影響負載電壓的穩定，尤其功率因數較低的負荷，如異步電動機啟動時，會產生明顯壓降，影響其他負荷的正常供電，嚴重時會造成設備無法正常工作。

為分析方便，將逆變電源等效為一個理想的交流電源，變壓器用等效T型電路表示，負載用RL串聯負載表示，圖2所示為逆變電源運行的等效電路圖。

根據等效電路圖，忽略變壓器的勵磁阻抗，可計算出負載端電壓為

當負載分別為純阻性及為純感性負載時，根據（2），可計算出滿載時負載端電壓為

一般變壓器的漏抗s在3%～8%之間，此處取6%，則當=1（純阻性負載）時，負載端電壓為輸入電壓的99%；當=0（純感性負載）時，負載端電壓為輸入電壓的94%。

由此可以看出，在負載功率因數較低時，負載端電壓受變壓器漏抗的影響很大，在純感性負載情況下，滿載時壓降基本等于變壓器漏抗的百分比。

文獻[17]將En中凸體U與凸體V的和稱為閔可夫斯基和，記為：U⊕V，{u+v|u∈U，v∈V}。由圖12可看出，aF×bF可用閔可夫斯基和進行求和。將aF×bF進行aF⊕bF求和得到的點集稱為aF與bF的累積T-Map，將該累積T-Map記即可表示aF和bF裝配后協調要素的偏差波動。利用閔可夫斯基和對圖11a和圖11b進行累積，得在Lv和Q方向的2維空間域(如圖13)。圖13表示部件a、b交點軸線中所有滿足Mv=0、P=0的交點裝配偏差波動范圍。

2輸出電壓控制策略

為穩定變壓器端電壓，將逆變電源的輸出電壓反饋點設計在變壓器的輸出端，濾波電容也相應的挪到變壓器的輸出端，圖3為改進后的逆變電源單線圖。

經過改進，在控制器的補償作用下，能夠抵消變壓器漏感上的壓降，從而穩定變壓器輸出端電壓。這種方案的優點是變壓器輸入側電壓經過濾波電感阻尼作用，大部分諧波電壓由濾波電感承受，變壓器上du/dt較小，可采用普通的工頻變壓器。

控制器采用TI的DSP28335作為主控芯片，這款芯片具有浮點運算單元，最高運行速度達到150M，能夠快速的進行浮點運行，實現較為復雜的控制策略。

2.1 控制算法設計

控制算法采用基于dq坐標變換的電壓、電流雙閉環瞬時控制策略，通過dq變換，將三相交流電壓、三相交流電流由3相靜止坐標變換到兩相旋轉坐標系下的d軸電壓電流和q軸的電壓電流。原來的基波量變成了直流量，為簡化控制算法，忽略dq軸狀態量的耦合，在dq軸采用電容電壓外環、電感電流內環的雙環控制策略，正常運行時雙環同時工作，將負載電流視為干擾；短路工況下外環被旁路，內環指令為恒定值，僅內環工作，此時將電容電壓視為干擾，被控對象模型為單電感模型[4][5]。以d軸控制為例，系統控制框圖如圖4所示：（q軸控制完全相同，差異僅在于dq軸控制指令不一樣）。

其他參數含義如下：i:負載電流；v:輸出電壓；v:輸出電壓參考值；G:電壓外環控制器；

I:短路限流參考值；i:電流參考值；G:電流內環控制器；G:數字控制器延時；K:逆變器橋增益。

2.2 控制參數設計

為穩定逆變電源輸出變壓器的端口電壓，逆變電源的電源輸出電壓反饋點從濾波電感輸出端移動到變壓器輸出端，且濾波電容也相應的連接到變壓器的輸出端。反饋點的變化引起原有系統兩個方面的改變：1是主回路參數的變換；2是控制回路參數變化。

主回路參數變化主要是針對圖3中濾波電感參數的變化，電感量L由原來的濾波電感變為濾波電感與隔離變壓器漏感的串聯，引起主回路參數變化。主回路參數的變化會影響到控制器的設計，需要重新考慮控制環路的穩定性，包括增益裕度和相位裕度，以及阻尼系數、振蕩頻率等控制性能參數。設計方法還是采用matlab的sisotool工具，進行環路分析和參數設計，重新獲取控制器參數。

控制回路參數變化主要是由變壓器的繞組形式引起。由于控制算法是在兩相旋轉坐標dq中進行的實現的，需要將在三相靜止坐標系abc中的三相交流瞬時電壓、電流同時變換到兩相靜止坐標系中，在坐標變換過程中，需要補償由變壓器原副邊繞組形式引起的相位差。

環路參數設計采用matlab專用單輸入單輸出控制系統設計工具—sisotool進行設計。

圖5所示為進行校正前后系統根軌跡及波特圖對比，左圖為校正前波特圖，右圖為校正后波特圖。從圖中可以看出，校正前，系統未達到合適的阻尼比0.707，通過控制器補償，系統的阻尼比達到要求，而且幅值裕度及相位裕度都滿足穩定運行的要求，如圖5中右圖所示。

3仿真及試驗驗證

為驗證改進后的電壓控制策略下，變壓器輸出端電壓的負載調整率是否得到改善，首先通過Matlab的Simulink仿真軟件進行仿真驗證。

仿真參數：逆變器容量50 kVA，開關頻率6 kHz，額定頻率50 Hz；濾波電感0.5 mH，濾波電容100 μF；變壓器輸出額定電壓380 V，短路阻抗6%；負載容量50kVA，功率因數0.8。

圖6所示為改進前及改進后，變壓器輸出端電壓在負載100%跳變時的波動對比，左圖為改進前波形，右圖為改進后波形。從左圖中可以看出，改進前輸出電壓峰值波動到達40.2V，為輸出額定電壓的10.58%；從右圖可以看出，改進后輸出電壓峰值波動到達12V，為輸出額定電壓的3.2%。通過仿真可以看出，改進后的輸出電壓負載調整率有了較大的提高。

試驗驗證樣機如圖7所示，參數與仿真參數相同，改進前電壓波動達到45V，為輸出電壓的11.8%；改進后電壓波動為15V，為輸出電壓的4%，說明改進后的輸出電壓負載調整率有了較大的提高。如圖8所示，作圖為改進前的試驗結果，右圖為改進后的試驗結果。從圖中也可以明顯看出電壓波動有了明顯改進。

4 結論

本文分析了帶隔離變壓器的數字逆變電源輸出電壓受變壓器短路阻抗影響的原因，尤其是負載功率因數較低時現象更加明顯，提出了一種改進的電壓控制方法，并給出了控制策略以及控制參數的詳細設計方法，通過Matlab的Simulink仿真軟件對提出的控制方法進行了仿真驗證，仿真表明改進后的電源輸出端電壓的負載調整率有了較大的提高，表明改進后的控制策略是有效的，最后通過試驗樣機進行了試驗驗證。

參考文獻:

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[2] 王兆安, 黃俊. 電力電子技術[M]. 北京: 機械工業出版社, 2000.

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[4] 李永堅, 黃紹平. 帶LC濾波的三相逆變器的比例諧振控制[J]. 電力電子技術, 2011, 45(6): 76-78.

[5] 黃如海, 謝少軍. 基于比例諧振調節器的逆變器雙環控制策略研究[J]. 電工技術學報, 2012, 27(2): 77-81.

Research on Output Voltage Control of Digital Power Inverter with Isolated Transformer for A Ship

He Jinping

（Wuhan Institute of Marine Electric Propulsion, Wuhan 430064, China）

TM761

A

1003-4862（2016）09-0015-04

2016-04-15

何金平（1981-），男，工程師。研究方向：大功率逆變電源控制技術。