NGB-W廣播信道估計實現算法設計

陳　健，唐　杰，李明齊

(1.中國科學院上海高等研究院，上海 200120；2.中國科學院大學，北京 100049；3.上海科技大學，上海 200120)

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NGB-W廣播信道估計實現算法設計

陳健1,2,3，唐杰1,2,3，李明齊1

(1.中國科學院上海高等研究院，上海 200120；2.中國科學院大學，北京 100049；3.上海科技大學，上海 200120)

針對下一代廣播電視網無線系統(NGB-W)廣播接收信道估計，提出了一種基于二次一維維納濾波的信道估計實用算法。該算法實時估計信道多普勒頻偏、時延擴展和噪聲方差等參數，并根據參數估計值分別從離線獲得的預選集中選擇時域和頻域的一維維納濾波系數。通過Cocentric System Studio(CCSS)平臺仿真，給出了參數估計對算法性能的影響，以及所提信道估計算法的均方誤差和誤塊率性能。仿真結果表明該算法在不同移動速度下，與采用理想插值系數信道估計相比性能損失不超過0.4 dB，與理想信道估計相比性能損失在1 dB以內。

信道估計；維納濾波；下一代無線廣播網；參數估計

作為國家信息基礎設施建設的重要戰略，我國中長期規劃綱要中明確指出應積極推進電信網、廣播電視網和互聯網的三網融合[1]。為應對三網融合國家戰略，廣電提出了下一代廣播電視網(NGB)[2]解決方案。下一代廣播電視無線網(NGB-W)作為NGB總體構架的重要組成部分，廣播與雙向融合的NGB-W系統可以進一步提升廣電無線網絡全業務支撐的能力[3]。

NGB-W廣播信道采用正交頻分復用(OFDM)技術[4]。為了使NGB-W廣播接收機能夠在無線信道環境下有效解調接收信號，在接收端選擇合適的信道估計算法來恢復出原始的數據流就顯得十分重要。信道估計算法根據是否使用輔助信息可以分為基于導頻的信道估計、半盲或盲估計。盡管前者在數據中插入導頻會占用系統的帶寬從而降低有效數據的傳輸速率，但與后者相比，可獲得更魯棒的接收機性能，因此一般的應用場景大多采用該類算法[5]。在基于導頻的信道估計算法中，維納濾波信道估計算法是一種估計性能較好的算法。二維的維納濾波算法實現復雜度較高，為了降低復雜度，文獻[6-7]提出分別在時域和頻域進行一維維納濾波，在此基礎上文獻[5]提出根據特定場景下的信道參數離線產生維納濾波插值系數，在信道估計時直接調用，文獻[8]提出按噪聲方差分區非實時地計算插值系數，在信道估計時根據噪聲方差估計值選取對應的插值系數。但在實際系統中無線移動信道的傳播環境十分惡劣，信道的噪聲、不同移動速度下的多普勒頻移和多徑傳播引起的時延擴展都會對系統性能有較大影響。

因此，本文針對NGB-W廣播接收機信道估計，提出采用參數估計算法分別估計信道多普勒頻移、時延擴展和噪聲方差，按區間劃分離線產生的時頻域插值系數，信道估計算法通過信道參數估計值實時地選取對應區間內的插值系數。通過基于Cocentric System Studio(CCSS)平臺的仿真，給出了不同信道環境下所提各參數估計方法分別對系統性能的影響，以及基于所提參數估計和分區方法的二次一維維納濾波信道估計算法的系統性能仿真結果。仿真結果表明，使用參數估計方法能區分出不同的信道環境，確保信道估計算法在變化的信道環境下正常工作。

1　系統模型

NGB-W廣播的單發單收(SISO)物理層框架如圖1所示。

圖1　NGB-W廣播系統模型

在發射端首先產生成幀的數據，然后插入導頻。通過快速傅里葉逆變換(IFFT)模塊把插完導頻后的第m個OFDM符號從頻域變換到時域

(1)

式中：N代表子載波個數。

NGB-W廣播接收機由一系列與發端相反的操作過程組成，將天線接收下來的第m個OFDM符號第n個樣點yn,m經過FFT模塊得到頻域第k個子載波信號

(2)

假設信道時延小于保護間隔且信道在一個OFDM符號之內不變，同時接收端定時同步無誤差，則接收信號Yk,m和發射信號Xk,m之間的關系可以表示為

Yk,m=Hk,mXk,m+Wk,m

(3)

其中：Wk,m是第m個OFDM符號第k個子載波的AWGN噪聲。因此，要從接收信號中采用相干檢測恢復出原始信號，就需要在接收端采用信道估計算法來估計出信號所經過的信道Hk,m。

NGB-W系統中每幀信號包括一個前導符號P1和若干數據符號。P1符號可用于估計信道時延，在數據符號中插入的導頻用于信道估計。NGB-W廣播信道協議定義了不同的導頻插值方式，使得系統能夠適應不同的信道環境。圖2為本文中使用的導頻結構。圖中，k=1和k=3 098處的導頻為連續導頻，其余為離散導頻。

圖2　NGB-W廣播導頻結構

2　維納濾波信道估計實現算法

2.1二次一維維納濾波

二次一維維納濾波信道估計算法的具體實現方式如圖3所示。維納濾波所需的關鍵參數，如時延擴展、多普勒頻偏和噪聲方差都需要實時估計。為了降低廣播接收機實現的復雜度，在進行時域、頻域插值時，分別根據信道多普勒頻移、時延擴展和噪聲方差可能的取值范圍將其劃分為幾個區間，每一個區間預先計算出一組與之相應的插值系數。通過估計得到的信道參數，選擇對應區間內的系數作為此次維納濾波插值系數。

圖3　信道估計算法框圖

2.1.1導頻LS信道估計

首先根據LS估計算法得到所有導頻位置上的信道估計值

(4)

其中：Xp是在信號中插入的頻域導頻值；Yp是接收到的OFDM符號中導頻位置的信號。之后分別通過時域和頻域一維維納濾波對數據子載波信道進行插值。

2.1.2時域一維維納濾波插值信道估計

對LS算法得到的信道頻率響應值H^p先進行時域插值。利用導頻處已經得到的值估計時域相鄰位置處的信道值，如圖2中所示。時域插值公式

H^t=ωtH^p

(5)

ωt=Rt_hp(Rt_pp+σ2I)-1

(6)

其中：Rt_hp表示數據子載波與導頻子載波的時域互相關矩陣；Rt_pp表示導頻子載波的時域自相關矩陣；σ2表示AWGN信道的噪聲方差；I是單位矩陣。時域相關矩陣Rt_hp和Rt_pp中的系數計算通過公式求得

Rt=J0(2πfdΔt)

(7)

其中：J0為第一類零階貝塞爾函數；fd為信道多普勒頻偏；Δt為某個系數對應的子載波之間的時域間隔。

2.1.3頻域一維維納濾波插值信道估計

時域插值完成之后，在每個OFDM符號中利用已估計得到信道值H^t進行頻域插值，如圖2所示。頻域插值公式

H^f=ωfH^t

(8)

ωf=Rf_hp(Rf_pp+σ2I)-1

(9)

其中：Rf_hp表示頻域維數據子載波與導頻子載波間的互相關矩陣；Rf_pp表示頻域維導頻子載波間的自相關矩陣。頻域維相關矩陣的系數計算公式

(10)

其中：τ為信道最大時延擴展；τrms為信道的均方時延擴展；N為OFDM符號的FFT長度；k為頻域維上的子載波間隔。

2.2時延擴展估計

時延擴展的估計步驟為：

1)假設理想時頻同步。從接收的數據中分離出長度為NP1的P1符號，并由P1符號獲得信道沖擊響應估計值h^n,n=1,2，…,NP1。

2)在h^n中搜索能量最大的能量窗位置

(11)

其中：M為搜索能量窗大小。

3)設定能量窗內搜索最前端和最后端徑的門限值Th1和Th2分別為

(12)

(13)

4)搜索能量窗內最前端徑的位置

pos2=pos1+offsetf

(14)

其中：offsetf等于滿足下式的第一個i值

(15)

5)搜索能量窗內最后端徑的位置

pos3=pos1+M-1-offsetb

(16)

其中：offsetb等于滿足下式的第一個i值

(17)

6)計算信道時延擴展估計值為

τ=pos3-pos2

(18)

2.3多普勒頻偏估計

多普勒頻偏估計步驟為：

1)對L個OFDM符號的第l個連續導頻位置處信道估計值H^l,m做DFT，獲得H^l,m的功率譜

(19)

2)獲得單邊功率譜邊緣位置

(20)

(21)

st.S(k′+1)

(22)

Ths為確保取到邊緣位置而設置的門限，其值的選取受信道特性的影響，可根據下式計算

(23)

其中：C為常數。

3)根據頻譜寬度估計信道多普勒頻偏

(24)

其中：Δt為一個OFDM符號時域長度。

2.4噪聲方差估計

利用導頻值和導頻子載波的信道估計值，可得噪聲方差的估計值為

(25)

其中：H^fpi,j是通過等式(8)計算得到的頻域插值后第j個OFDM符號中第i個導頻子載波信道估計值；J是一個符號中導頻子載波的總數。

2.5插值系數選擇

根據在不同的信道環境下的不同信道參數(多普勒頻移、時延擴展和噪聲方差)對應的系數對系統性能的遍歷仿真分析，確定信道參數的區間以及對應的插值系數。一般情況下，插值系數對應信道參數區間的中值。離線生成的各組插值系數儲存在接收機本地。

接收機信道估計時，根據信道參數的估計值選擇相應的參數區間對應的插值系數，實現維納濾波算法。上述方法解決了信道估計算法實現復雜度和實時性之間的矛盾。顯然，系數區間劃分得越細，插值結果越接近理想參數的信道值，但所需系數占用存儲空間也越多。實際應用中應在滿足系統性能要求的情況下，盡量減少系數的分區數。

3　仿真結果及分析

本文使用Synopsys公司的基于SystemC系統的開發和模擬工具CCSS搭建NGB-W仿真平臺。CCSS采用流式驅動的方法，使仿真系統構成更接近于硬件實現系統。

NGB-W廣播系統仿真采用載波頻率700 MHz，采樣頻率10 MHz，FFT長度為4 096，保護間隔為1/8，采用LDPC編碼，1/2碼率，QPSK、64QAM調制方式。在TU6、HT信道下對系統進行了仿真，為驗證信道估計的性能，假設理想時頻同步。

噪聲方差取值分成2個區間：[0，0.02)，[0.02，+∞)，維納濾波系數取值分別對應信噪比在20 dB和10 dB時的值。信道時延取值分成6個區間：[0，16)，[16，32)，[32，64)，[64，128)，[128，256)，[256，+∞)，維納濾波系數取值分別對應區間中間值計算得到的頻域插值系數。信道多普勒頻偏估計采用64個OFDM符號，由式(19)可知，頻率分辨率約為33.9 Hz。多普勒頻偏取值分成4個區間：[0，100)，[100，160)，[160，+∞)，維納濾波系數取值分別對應移動速度100 km/h，200 km/h和300 km/h時域固定插值系數。

圖4～6分別給出了按照所提的多普勒頻偏、時延擴展和噪聲方差參數估計方法實時地選擇插值系數與理想插值系數進行信道估計的性能對比。仿真表明，根據參數估計結果(多普勒頻偏估計(DFSE)、噪聲方差(NVE)、信道時延(CDE))選取插值系數的系統性能與使用理想參數選取(理想多普勒頻偏估計(IDFS)、理想噪聲方差(INV)、理想信道時延(ICD))對應的插值系數的系統性能十分接近，性能損失在0.2 dB以內。

圖4　TU6信道下多普勒頻偏(DFS)估計對性能的影響

圖5　TU6-120 km/h、HT-120 km/h信道下信道時延(CD)估計對性能的影響

圖6　TU6-120 km/h信道下噪聲方差(NV)估計對性能的影響

圖7給出了在TU6-120km/h信道下，采用實時估計信道參數來選擇插值系數算法的均方誤差(MSE)和使用理想插值系數算法的均方誤差對比結果。由圖可見，在低信噪比區域，兩者性能差異小于1dB，在高信噪比區域，兩者差異逐漸擴大，且均出現MSE平層，可以預見將對高階調制的接收性能產生影響。

圖7　均方誤差性能比較

圖8～9分別給出了TU6信道不同移動速度下，估計插值系數(EIC)和理想插值系數(IIC)、理想信道估計(ICE)的誤塊率性能比較。由圖可見，按照所提參數估計方法在不同移動速度下性能都接近采用理想插值系數信道估計的方式，損失不超過0.4dB，與理想信道估計相比，損失在1dB以內。

圖8　TU6-30 km/h信道下的性能比較

圖9　TU6-350 km/h信道下的性能比較

4　結束語

本文針對NGB-W廣播接收信道估計實用算法設計，給出時頻二次一維維納濾波系數實時選擇所需的多普勒頻移、時延擴展和噪聲方差參數估計方法。基于給定的參數區間，通過采用CCSS的仿真表明，根據各參數估計結果選取插值系數的信道估計性能與使用理想系數的性能相比，最大性能損失在0.4dB以內，與理想信道估計相比，損失在1dB以內。

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陳健，碩士研究生，主研無線三網融合；

唐杰，博士研究生，主研無線三網融合；

李明齊，博士生導師，為本文通信作者，主要研究方向為三網融合，基于GPP的軟件無線電。

責任編輯：閆雯雯

Design of channel estimation realization algorithm in the Next Generation Broadcast Wireless

CHEN Jian1,2,3，TANG Jie1,2,3， LI Mingqi1

(1.ShanghaiAdvancedResearchInstitute，ChineseAcademyofSciences,Shanghai200120,China； 2.UniversityofChineseAcademyofSciences，Beijing100049,China； 3.ShanghaitechUniversity,Shanghai200120,China)

The channel estimation in the next generation broadcast wireless(NGB-W) system is studied， and a channel estimation practical algorithm based on 2×1_D Wiener filter is proposed. The proposed algorithm estimates channel doper frequency， delay expansion and noise variance in real-time， and chooses 1_D Wiener filter coefficients from the pre selected set which is calculated off-line according to channel parameter estimated values. From the Cocentric System Studio(CCSS) simulation results， the influence of the parameters estimation to the channel estimation algorithm is got. Furthermore， the mean square error and block error rate of the channel estimation algorithm are got. Simulation results show that the proposed algorithm losses performance in 0.4 dB compare to channel estimation which use ideal wiener filter coefficients and losses performance in 1 dB compare to ideal channel estimation.

channel estimation； Wiener filter； Next Generation Broadcast-Wireless(NGB-W)； parameter estimation

TN934

ADOI： 10.16280/j.videoe.2016.10.026

上海市科委項目(145111011305)；中科院先導科技專項(XDA06010300)

2016-02-22

文獻引用格式：陳健，唐杰，李明齊. NGB-W廣播信道估計實現算法設計[J].電視技術，2016，40(10)：131-136.

CHEN J，TANG J， LI M Q. Design of channel estimation realization algorithm in the Next Generation Broadcast Wireless[J]. Video engineering，2016，40(10):131-136.