星載接收機通道時延實時校準方法

于雪暉，李集林，王盾，吳佳鵬

北京衛星信息工程研究所，北京 100086

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星載接收機通道時延實時校準方法

于雪暉*，李集林，王盾，吳佳鵬

北京衛星信息工程研究所，北京 100086

針對星間鐘差測量及時間頻率的精確傳遞的需求，通常情況都會在地面對衛星的收發通道時延進行準確標定，但在空間環境下設備老化和環境溫度變化會導致收發通道時延逐漸偏離標定值。利用偽碼相關測距的原理，結合時分早遲偽碼相位交替調制技術和包絡檢波技術，提出了一種在軌通道時延自校準方法。通過3條閉合測量環路的建立，在不影響接收機正常收發通信的情況下，實時校準其收發通道時延。結果表明，該方法時延測量精度達到亞納秒量級。

通道時延；在軌測量；實時校準；偽碼測距；包絡檢波

目前星載接收機時間同步技術廣泛應用于電子偵察系統、天基合成孔徑雷達系統等航天任務中。高精度的時間同步技術有助于提高偵測目標定位精度和更精密的三維成像質量。其中收發通道各自的時延校準精度更是時間同步精度的關鍵，它影響鐘差的測量精度甚至秒脈沖信號輸出的準確性。

傳統的通道時延校準方法[1]，往往存在精度和測量實時性之間的矛盾，而且通常的方法只適用于地面通道時延標定，無法進行星上的實時標定。現有的星上通道時延測量方法技術復雜度較高，且無法保證實時性,如表1所示。

表1　時延測量方法比對表

為了實現實時的在軌高精度測量，本文基于偽碼相關測距的原理，結合時分早遲偽碼相位交替調制技術和包絡檢波技術，通過恰當合理的自閉環路設計，可以實時精確測量設備的收發通道時延。收發通道時延測量的隨機噪聲誤差確定了該測量方法的精度[2-4]。

1　通道時延測量流程與實現方法

1.1時延測量系統設計方案

通道時延自校準的設計需要在原有收發通道的基礎上增加一個校準通道，用于輔助系統進行自身標定的功能。時延校準通道中的信號由于不經過天線及空間信道，通常信號質量較好。

圖1為收發通道時延測量構成框圖。系統主要包含正常發射通道、時延測量通道及正常接收通道。以一收一發為例，正常發射通道由射頻發射通道(包括DA1、濾波器、變頻器)、耦合器和發射天線構成，發射頻點為f1；正常接收通道由接收天線、合路器、射頻接收通道和AD2構成，接收頻點為f2；時延測量通道包含一個發射頻點為f2的偽發射通道(包括DA2、濾波器、變頻器、耦合器等)、一個混頻接收通道及一個包絡檢波通道。其中，正常發射通道與正常接收通道一直保持信號通信狀態，偽發射通道在不影響收發信機正常通信的基礎上便于時延的測量。

利用正常發射通道、時延測量通道及正常接收通道建立3條閉環回路，分別為：

1)偽發射通道與正常發射通道建立的混頻閉環回路；

2)偽發射通道與正常接收通道建立的閉環回路；

3)偽發射通道的包絡檢波回路。

圖1　通道時延測量框圖Fig.1　Diagram of channel delay measurement

1.2通道時延測量的實現流程

(1)偽發射通道與正常發射通道建立的混頻閉環回路測量

基帶發射終端(包含正常通信信號及偽發射信號)→DA1、DA2→分別通過射頻發射通道及射頻偽發射通道→分別通過耦合器→混頻器→濾波器→AD1→基帶接收終端。

為保證該環路的正常跟蹤，偽發射通道此時選用與正常發射通道不同的頻點、相同的偽碼，采用時分早遲偽碼相位交替調制技術，串行將環路跟蹤的偽碼相位調整量加載到偽發射通道基帶發射終端，直到得到偽發射通道與正常發射通道偽碼相關峰值，此時該碼相位調整量即為兩通道時延差。

該回路的測量方程表達式為：

(1)

式中：τnormal_Bt為正常發射通道基帶數字信號處理時延，主要為FPGA內部邏輯門時延；τnormal_RFt為射頻發射通道時延，包含上變頻器、濾波器、功放、定向耦合器等；τpseudo_RFt為射頻偽發射通道時延，包含上變頻器、濾波器、功放、定向耦合器等；τpseudo_Bt為偽發射通道基帶數字信號處理時延；δadj為正常發射通道與偽發射通道時延差。

(2)偽發射通道與正常接收通道建立的閉環回路測量

基帶發射終端(偽發射信號)→DA2→射頻偽發射通道→耦合器→衰減器→合路器→AD2→基帶接收終端。

該環路此時采用偽發射通道與正常接收通道的自發自收形式，選用與正常接收信號相同的頻點，不同的偽碼。通過相同的接收通道，在后端數字部分采用CDMA技術對正常接收信號與偽發射信號進行區分。由于偽發射信號屬于收發信機內部大功率信號，因此，在合路前必須經過信號衰減，與正常接收信號進行功率匹配，以免導致正常接收信號被大功率信號淹沒。

該回路的測量方程表達式為：

(2)

(3)偽發射通道的包絡檢波回路測量

基帶發射終端(偽發射信號)→DA2→射頻偽發射通道→耦合器→包絡檢波器→AD1→基帶接收終端。

在進行此回路測量時，在時標信號的控制下使用測距偽碼對正常通信測距信號進行幅度調制，偽碼為“1”時輸出信號功率為正常發射功率，偽碼為“-1”時關斷發射信號，人為造成信號包絡變化。然后在偽發射通道的射頻輸出端采用包絡檢波技術獲取測距偽碼信息。整形放大復現偽碼，與生成端的原始偽碼信號進行時延測量，即可得到偽發射通道的時延。

該回路的測量方程表達式為：

(3)

(4)時延量解算

在式(1)～(3)中，τnormal_Bt、τpseudo_Bt、τnormal_Br和τenvelope_Br均為基帶內數字信號處理量，可以通過FPGA內部時鐘clock計數或設置碼相位發送/接收標識獲得。τenvelope_RFr為包絡檢波固定時延，包絡檢波電路可以通過檢波二極管或檢波三極管電路完成，根據目前國內的技術水平，使用快速短脈沖檢波技術能夠完成百皮秒量級脈沖的包絡檢測，其傳輸時延穩定性穩定在50 ps左右。因此上述公式可簡化為：

(4)

(5)

(6)

將測量方程式(4)～(6)進行簡單解算可以得到τnormal_RFt和τnormal_RFr，即正常發射通道延時和正常接收通道延時。

2　通道時延測量的數學表達

通過以上3條回路的建立可知，偽發射通道與正常接收通道建立的閉環回路是一條完整的星間通信鏈路，采用通用的信號捕獲與跟蹤方法便可得到偽碼相位初始與最終的相位偏移量。

偽發射通道的包絡檢波回路經過包絡檢波送至基帶板時濾除了載波，只保留偽碼分量，通過簡單的碼環路跟蹤捕獲即可得到該回路的偽碼相位偏移量。因此，此處對該兩條通路不進行闡述及推導。

但偽發射通道與正常發射通道建立的混頻閉環回路與正常星間通信鏈路不同，該回路以正常發射通道為基準，調整偽發射通道碼相位，利用早遲偽碼相關技術，對信號進行捕獲跟蹤。正常發射通道時延為從DA1輸出至混頻器輸入部分的通道時延，偽發射通道時延為從DA2輸出至混頻器輸入部分的通道時延，兩條通道時延各自包含了其通道上的變頻器、濾波器、耦合器等時延。當兩個信號進入混頻器后，其輸出信號完整地將兩路信號的延時量以偽碼相位差的形式保留，即使后端繼續經過濾波器、AD等處理，該時延差依然保持不變，且在基帶部分可以得到解調。對此部分進行公式推導，其處理信號流如圖2所示。

圖2　正常發射與偽發射通道時延差測量回路Fig.2　Delay-value measurement loop for normal launch and pseudo launch channel

正常發射通道輸出中頻偽碼信號①為

(7)

(8)

式中：f1為發射載波頻率；τA為簡化代替τnormal_RFt；ΔθA為中頻輸出信號經過正常發射通道產生的載波相位延時。由于數據碼速率傳輸速率低，數據碼延時忽略不計。偽發射通道數字調制器輸出中頻偽碼信號③為

(9)

式中：±δE/L為偽碼相位偏移量；T為偽碼相位交替調制時間間隔。經過偽發射通道后的射頻信號④為

(10)

式中：f2為偽發射載波頻率；τB為簡化代替τpseudo_RFt;ΔθB為中頻輸出信號經過偽發射通道產生的載波相位延時。采用時分早遲偽碼相位交替調制技術，在偽發射通道數字調制器內部的碼NCO上交替附加±δE/L偽碼相位偏移量，從而產生超前、滯后偽碼相位信號。

將正常發射通道輸出信號②和偽發射通道輸出信號④模擬混頻并濾波，輸出中頻模擬信號⑤為

(11)

式中：ΔδLPF為混頻后濾波器產生的載波相位及碼相位延時。對信號⑤進行數字中頻帶通采樣，去載波，并通過積分清零器，設置積分時間1 ms，早遲交替時間1 ms，早遲間隔為1碼片，在正交同相輸出端設置緩存器，以保證數據的可用性。得到I路相關信號⑥和Q路相關信號⑦為

I(t)=s6(t)=

(12)

Q(t)=s7(t)=

(13)

基于時分早遲偽碼相位交替調制技術，不妨設：

(14)

2)t2(=t1+Δ)時刻，偽發射通道基于即時偽碼產生的射頻信號為

(15)

3)t3(=t2+Δ)時刻，偽發射通道基于滯后偽碼產生的射頻信號為

(16)

基于以上公式，I路和Q路相關信號進行超前(E)、即時(P)、滯后(L)分解，可進一步表示為：

(17)

(18)

(19)

載波環路反正切函數鑒相算法為：

(20)

(21)

(22)

(23)

3　誤差分析與驗證

3.1通道時延測量誤差理論分析

收發通道時延測量誤差包括系統偏差和隨機噪聲兩種。系統偏差可以通過自閉合校準和地面標定等方法進行糾正，因此影響測量精度的主要因素是隨機噪聲。收發通道時延測量的隨機噪聲主要包括時差測量誤差、包絡檢波延時抖動誤差、功分器延時抖動誤差、定向耦合器延時抖動誤差[5]。

功分器和定向耦合器可以通過無源電路實現，電路組成結構簡單，傳輸延時對溫度、頻率、功率等因素不敏感，且壽命期內傳輸延時特性變化非常小，此部分誤差可以忽略。

時差測量誤差主要取決于復現偽碼的相位精度，因此復現偽碼跟蹤環路的熱噪聲誤差和動態應力誤差直接影響到測量的誤差。

偽碼跟蹤環總的1σ跟蹤誤差為：

(24)

式中：σtDLL為熱噪聲引起的跟蹤誤差；θe為信號動態引起的誤差。由于通道時延測量信號在設備內部自發自收，因此沒有動態變化，θe=0。

熱噪聲引起的跟蹤誤差為：

(25)

式中：Bn為碼環噪聲帶寬(Hz)；G(f)為歸一化到無窮帶寬上的單位面積內信號的功率譜密度；Bf為雙邊前端帶寬(Hz)；Tc為碼片周期(s)；Δ為早遲相關器間隔(碼片)；Tp為預檢測積分時間(s)；C/N0為載噪比(dB-Hz)。圖3所示為測距誤差隨載噪比的變化曲線。

圖3　測距誤差隨載噪比變化曲線Fig.3　Variation curve of ranging error with arrier noise ratio

由于接收機通道時延校準利用的是接收機內部自發自收信號，未經過天線及空間鏈路，因此，載噪比較高。同時，由于偽發射通道只用于進行接收機內部時延測量，而且隨機噪聲誤差決定了該方法的時延標定精度，因此應盡量將偽發射信號功率提高，以得到更高的測量精度。因此，設置偽發射信號功率為-20 dBm，通過耦合器、衰減器后功率近似降為-90 dBm，此時利用載噪比計算通用公式可以計算得出此時的載噪比為[6-7]：

C/N0(dB-Hz)=S(dBW)+G/T(dB/K)-

K(dBW/(K·Hz)=-120 dBW-0 dB/K+

(26)

式中：S為輸入信號功率；G/T為整機天線系統的增益G與接收系統噪聲溫度T比值；K=-228.6 dBW/(K·Hz)，為波爾茲曼常數。由于該方案中信號流都在接收機內部不涉及到天線，所以G/T值為0。再利用式(25)計算得出熱噪聲引起的跟蹤誤差。后續仿真中給出具體工況設置及理論值與仿真結果比對。

3.2仿真驗證

基于Matlab/Simulink系統仿真平臺，對該通道時延校準方法進行可行性仿真驗證。模擬信息速率為1 kbit/s的BPSK信號自發自收的生成及捕獲跟蹤過程，設置仿真場景主要參數如表2所示。

表2　仿真場景主要參數設置

由圖4可以看出，當相關器間隔為1碼片，相關累加時間為1 ms，DLL濾波器帶寬為5 Hz時，載噪比輸出維持108 dB-Hz左右，驗證了仿真方案設計的合理性。

圖5給出了正常發射信號與偽發射信號混頻測量通道在1 s仿真時間內的偽碼調整量變化趨勢。由圖可以看出跟蹤過程中偽碼相位控制的變化情況符合理論推導。同樣，給出了在載噪比108 dB-Hz情況下，仿真系統得到的偽發射通道與正常接收通道的偽碼相位同步誤差為0.001 622 1碼片(折合0.16 ns)，與理論值基本符合。

在偽發射通道時延測量回路中，偽發射通道時延測量誤差不僅與復現偽碼相位精度有關，而且受到包絡檢波電路的影響。包絡檢波電路可以通過檢波二極管或檢波三極管電路完成，根據目前國內的技術水平，使用快速短脈沖檢波技術能夠完成百皮秒量級脈沖的包絡檢測，其傳輸時延穩定性優于50 ps。

3.3試驗驗證

圖6給出了DSP顯示的載波環路跟蹤的狀態，該圖由兩部分組成，上半部分為同相支路(I路)跟蹤狀態，為數據支路，下半部分為正交支路(Q路)跟蹤狀態，為噪聲支路。由圖可知環路處于穩定的跟蹤狀態，并可以進行持續電文解調。

圖4　環路捕獲跟蹤結果Fig.4　Capture and tracking results of loop

在環路穩定跟蹤測量的基礎上，采用仿真部分參數設置，對接收機正常收發通道及偽發射通道進行時延測量。圖7所示為接收通道某次時延測量誤差結果。統計其1σ為315 ps，與仿真結果及理論值接近。

圖5　偽碼相位同步誤差和鑒相器輸出Fig.5　Pseudo-code phase synchronization error and phase detector output

圖6　DSP載波環路跟蹤狀態Fig.6　Tracking status of carrier loop in DSP

圖7　接收通道時延測量誤差Fig.7　Receiver channel delay measurement error

進行5次時延測量，統計結果如表1所示。其中V1和V2分別為接收與發射通道時延，V3為偽發射通道包絡檢波時延結果，接收通道時延為300 ps左右，發射通道時延為250 ps左右，偽發射通道時延結果為60 ps左右，檢測結果與預期基本相同。

表1　時延測量統計結果

4　結束語

根據理論分析和測試結果，本文提出的星間收發設備在軌實時通道時延校準方法具有以下優點：

1)相對于傳統的星載接收機地面通道時延標定方法[8]，通過偽發射通道的建立，有效地解決了星間收發設備在軌實時通道時延校準的問題，保證了時延測量的準確性與實時性；

2)相對傳統星上在軌實時通道時延校準方法[9-10](對發射或接收通道進行校準時，需停止發射信號或接收信號，并執行時延校準模式)，本文所述方法不影響在軌正常通信；

3)該方法以數字基帶信號處理為技術基礎，測量的隨機噪聲誤差確定了該測量方法的精度[11]。因此，通過對碼速率、載噪比等通信參數的設置，可以調節設備時延校準的精度。在本文設置工況下，可以滿足亞納秒量級的測量精度。

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(編輯：高珍)

Real-time calibration method for satellite receiver channel delay

YU Xuehui*，LI Jilin，WANG Dun，WU Jiapeng

Beijing Institute of Satellite Information Engineering, Beijing 100086，China

In order to accomplish accurate measurement of inter-satellite clock error and transfer of time and frequency,the equipment delay on the ground are usually required to be calibrated.With the aging of equipment and the change of environment temperature, the delay of send-receive signal will deviate the standardization. By using pseudo-random-code correlation measurement, combining with the time division early-delay pseudo-random-code phase alternation modulation technology and envelope technology, an in-orbit channel delay self-calibration method was proposed. By designing a proper closed loop, the send-receive channel delay can be calibrated in real-time without influencing the normal communication. The results indicate that the delay measurement precision of this method reaches sub-nanosecond level.

channel delay；in-orbit measurement；real-time calibration；pseudo-random-code measurement；envelope demodulation

10.16708/j.cnki.1000-758X.2016.0058

2016-01-18；

2016-05-18；錄用日期：2016-06-30；

時間：2016-09-2113:41:32

http:∥www.cnki.net/kcms/detail/11.1859.V.20160921.1341.009.html

于雪暉(1988-)，男，博士，1050520517@163.com,研究方向為航天器通信

TM935.1

A

http:∥zgkj.cast.cn

引用格式：于雪暉,李集林,王盾,等.星載接收機通道時延實時校準方法[J].中國空間科學技術,2016,36(5)：57-64.

YUXH，LIJL，WANGD,etal.Real-timecalibrationmethodforsatellitereceiverchanneldelay[J].ChineseSpaceScienceandTechnology,2016,36(5)：57-64(inChinese).