基于180 nm COMS工藝的低功耗溫度傳感器電路設計

林卓彬，楊　華

（長春職業技術學院工程技術分院，長春130033）

基于180 nm COMS工藝的低功耗溫度傳感器電路設計

林卓彬，楊華*

（長春職業技術學院工程技術分院，長春130033）

為降低溫度傳感器的功耗，提出一種結構簡單的片上溫度-頻率轉換器電路。該轉換器能夠根據與絕對溫度成比例PTAT（Proportional To Absolute Temperature）的電流檢測出溫度，利用源極耦合多諧振蕩器電路，將溫度等效PTAT電流轉換成頻率。提出的電路采用標準180 nm CMOS技術設計，面積約為0.061 mm2。通過多次實際測量，結果顯示：當電源電壓為0.8 V±10%時，該溫度傳感器能夠在-43℃～+85℃的溫度范圍內良好工作，并且經過單點校正之后，最大溫度誤差小于±1℃。當電源電壓為0.8 V時，+85℃條件下的平均功率損耗僅為500 nW。

溫度傳感器；溫度-頻率轉換器；PTAT；低功耗

隨著半導體器件的不斷發展和應用，集成電路板的功率密度也在持續增加［1］，導致工作時容易產生的較大熱量，從而直接影響電路的性能。因此，需要先進的溫度傳感器監測芯片的熱變化，這樣可以確保芯片上各種電路的可靠性和性能。對于片上溫度傳感器來說，最重要的性能指標是：面積小、功耗低、溫度精度適中。溫度傳感器大致可以分為2類，即電壓/電流和時域溫度傳感器。第1種溫度傳感器主要根據電壓/電流實現溫度檢測，熱等效電壓/電流要么與絕對溫度成正比，要么與絕對溫度互補［2］。此類溫度傳感器通常會將雙極結晶體管（BJT）的射極-基極電壓（VBE），或者MOSFETs的閾值電壓（Vth）當作溫度當量［3］?；贐JT的溫度傳感器溫度精度高（≤0.5℃），并且溫度傳感范圍較廣（-60℃～130℃），但其面積較大，且功耗較高［4］。這些局限性使其不適用于片上溫度監測。相反，基于閾值電壓的溫度傳感器在技術上兼容，溫度精度適中（≤2℃），并且在-43℃～+100℃溫度范圍內消耗的電流較小（≤10 μA）。參考文獻［4］中基于閾值電壓的溫度傳感器溫度范圍非常廣（+100℃～+150℃），并且非線性度為＜0.5℃。第2類是時域溫度傳感器，常常用于片上溫度監測。由于這些電路的轉換率高、面積小并且功耗低，適用于片上熱管理。此類傳感器利用脈沖的延遲、頻率或占空比表示溫度。ADC用來將溫度等效脈沖轉換成數字信號。參考文獻［5］中，當溫度范圍為-43℃～120℃時，實測溫度誤差在±1.5℃的范圍內。校正法在大規模生產傳感器方面發揮著重要作用。相較于經過多點校正的傳感器，經過單點校正的傳感器通常成本更低。參考文獻［6］提出的數字溫度傳感器，在實施單點校正之后，實測溫度精度在±2℃的范圍之內，溫度范圍為0～100℃。同樣地，文獻［7］描述了使用FPGA的自主校正全數字式溫度傳感器。自主校正溫度傳感器的實測溫度范圍為0～+75℃。

本文提出的溫度傳感器的溫度檢測范圍為-43℃～+85℃，適用于于片上溫度監測應用，該應用環境允許的溫度誤差范圍為±1℃［8］。提出的結構是準數字CMOS智能溫度傳感器，根據電流檢測溫度。PTAT電流會反映在源極耦合多諧振蕩器上，根據頻率獲取熱當量。選擇源極耦合多諧振蕩器的原因在于其溫度穩定性較好［9］。經過多次實際測量，結果顯示提出的結構能夠根據頻率檢測溫度，并且溫度誤差小于±1℃。

1　提出的溫度-頻率轉換器電路

圖1是提出的溫度-頻率轉換器電路原理圖，其中包含啟動電路、PTAT電流產生器和緩沖源極耦合多諧振蕩器。利用標準CMOS組件設計了簡易啟動電路［10］。在原理圖中，利用NMOSTs Mns1、Mns2和電容器CS組成了啟動電路。在穩定狀態下，啟動電路僅消耗了幾微安的電流。因此，對總功耗的貢獻可忽略不計。

PTAT電流產生器是在無電阻β倍頻器［10］的基礎上設計而成。NMOST Mn3是有源電阻，利用有關MOSFET的經典理論得出了NMOST Mn3的漏源電流Vds3，可表示為［11］：

其中，η是亞閾值斜率，K是玻爾茲曼常數，T是溫度，q是電子電荷，S1和S2分別是NMOST Mn1和Mn2的縱橫比。從圖1可看出，流經PTAT電流產生器每個分支的電流都是相等的。

圖1　提出的溫度-頻率轉換器電路原理圖

漏極電流Ip的公式為：

其中，Ip是PTAT電流，Kn是跨導參數，S3是縱橫比，Vgs3是柵源電壓，Vthn是閾值電壓，

為了確定柵源電壓Vgs3，將基爾霍夫電壓定律（KVL）用于由NMOSTs Mn3、Mn4和Mn7組成的回路中。從圖1可以看出Vgs3=Vgs4+Vds7，其中，Vgs4是柵源電壓，Vds7是分別是NMOSTs Mn4和Mn7的漏源電壓。NMOST Mn4在飽和區域內運行，因此，

其中，S4是NMOST Mn4的縱橫比。

將KVL用于由NMOSTs Mn5～Mn7組成的回路中，以便確定 Vds7。Vgs7=Vds5+Vds6+Vds7，其中，Vgs7是NMOST Mn7的柵源電壓，Vds5、Vds6和Vds7分別是NMOSTs Mn5、Mn6和Mn7的漏源電壓。NMOST Mn5在飽和區域內運行，因此，Vds5可直接表示為：

同理，NMOST Mn6在線性區域內運行，因此，Ip可表示為：

其中，S6和Vgs6是NMOST Mn6的縱橫比和柵源電壓。通過將KVL用于由NMOST Mn5和Mn6組成的回路中，Vgs6可表示為：

結合式（3）和式（4）會得到有關Vds6的二次方程式，如下所示：

求解式（7）得：

其中，

從圖2可以看出，通過NMOST Mn7的漏極電流為2Ip。由于NMOST Mn7在線性區域內，漏極電流可表示為：

其中，S7是縱橫比，Vgs7是NMOST Mn7的柵源電壓。結合式（4）和式（8）會得到有關Vds7的二次方程式，如下所示：

其中，Sγ可表示為。

通過式（3）和式（12）可以得出，

從式（13）可看出，Vgs3的曲線是3個參數的函數。第1個參數與絕對溫度互補［9］，后兩者僅僅是PTAT電流的函數。通過調正晶體管的縱橫比，后兩個參數可以通過PTAT電流檢測行為抵消第1個參數的影響。因此，Vgs3與溫度無關。

當溫度范圍為-43℃～+85℃并且溫度梯度為12.5℃時，利用Cadence Spectre模擬器進行模擬。Vgs3的模擬結果，如圖2所示。從圖中可看出，Vgs3的溫度曲線遵循式（13），因此，Vgs3的變化幾乎與溫度無關。

通過結合式（1）和式（2）可得：

其中，

在式（14）中，Ip1條件是常數；關于溫度條件Ip2的變化可忽略不計，原因在于參數“m”的數值較?。?］。因此，電流Ip會與（Vgs3-Vthn）成正比。參考式（13）可注意到，Vgs3的變換幾乎與溫度無關，Vthn會隨著溫度的降低而減少。所以，Vgs3和Vthn的差異會隨著溫度的降低而增加，因此，Ip會顯示PTAT行為。圖 3是溫度范圍為-43℃～+85℃并且梯度為12.5℃時電壓（Vgs3-Vthn）的模擬結果。從圖中可看出，電壓差異會隨著溫度的變化而呈線性變化。

圖3　NMOST Mn3（Vgs3-Vthn）電壓的模擬溫度性能

2　源極耦合多諧振蕩器設計

源極耦合多諧振蕩器普遍用于壓控振蕩器、流控振蕩器、I/Q交叉耦合振蕩器等應用領域，能夠提供對稱的波形，并且振蕩頻率較高。圖4是源極耦合多諧振蕩器的電路原理圖。

圖4　源極耦合多諧振蕩器的電路原理圖

在電路中，交叉耦合NMOSTs Mn10和Mn11充當增益級，可以驅動電阻負載（數值為R）。NMOSTs Mn10和Mn11的切換周期可以確定浮動電容器“Co”的充電和放電方向。鑒于Mn11處于ON狀態，Mn10處于OFF狀態，因此，

通過電容器“Co”的電壓Vo2會隨著-Ip/Co斜率下降。因此，通過Co的波形呈三角形。Vo2的輸出一旦達到一定的數值即發生觸發，就會分別將Mn10的工作狀態變為“ON”，Mn11的工作狀態變為“OFF”。Mn10和Mn11的正反饋會在每個半周期結束時提供快速切換。第2個半周期是第1個半周期時移的復制。通過Vout1和Vout2的輸出波形取決于電容器“Co”的大小。從圖2中可看出，利用晶體管Mp13和Mp16可以實現緩沖級，獲得正方形的輸出波形。假設通過電容器“Co”的電壓變化與2Vo的峰間電壓對稱，振蕩頻率可表示為 f0=Ip/4C0V0，因此振蕩頻率與電流成正比。對源極耦合多諧振蕩器加偏置PTAT電流（Ip）時，生成的振蕩頻率會顯示PTAT行為。

3　測量結果

我們采用標準180 nm CMOS技術，實現本文提出的溫度變頻器電路。圖5是提出電路的顯微圖。提出的溫度傳感器占用的有源面積約為0.061 mm2。

圖5　提出的溫度傳感器顯微照片

對十個樣機進行了多次測量，并在恒溫機中描述了樣機的溫度性能特征。對溫度控制PC進行了編程，可以簡單重復溫度循環。利用控制單元實現流程控制。經過校正的精密溫度計（±0.015℃）用于交叉檢驗樣機的溫度。在溫度范圍為-43℃～+85℃并且程序控溫梯度為12.5℃的條件下進行了所有測量。圖6是實驗測量設置圖。

圖7是提出的6個溫度傳感器的測量結果。從圖中可看出，熱等效頻率會隨著溫度的變化而呈線性變化。所以，根據圖7可看出校定函數為線性。因此，選擇單點校正法進行校正。在常溫（22.5℃）下進行單點校正，并且利用MATLAB進行離線計算。

圖6　實驗測量設置

圖7　提出的溫度-頻率轉換器實測性能

計算出的本文結構非線性度在±0.8%范圍之內。圖8是樣機的溫度誤差。從圖8中可看出，本文提出電路的溫度誤差小于±1℃。溫度范圍為135℃，表1列出了6個樣機的7個實測溫度下的具體誤差數據。

圖8　提出的溫度-頻率轉換器的實測溫度誤差

表1　利用相位噪聲頻譜計算出的性能參數

利用安捷倫4395A頻率分析儀描述本文提出結構的相位噪聲性能特征。本文提出的溫度傳感器的電源工作電壓為0.8 V±10%。這就需要適應電壓調節電路，面積以及功率損耗均會增加。但是，在目前的電源電壓條件下，仍然可以對微處理器進行熱監測。表2是提出溫度傳感器的性能比較。其中分辨率的計算公式如下：

表2　相比參考文獻其他同類傳感器的性能比較

從表2可看出，提出的傳感器的有源面積與其它傳感器差不多，但是能夠在電源電壓較低的條件下運行。相比其他溫度傳感器，提出的溫度傳感器功率損耗較少，并且溫度誤差適中。在85°C條件下功率損耗最大，為500 nW。由于每次轉換能量的計算值最小，所以提出的結構的品質因數（FOMs）較小，相應成本也較低。提出的溫度傳感器的非線性度范圍為≈±0.66%。

4　結論

提出一種結構簡單、低成本的溫度傳感器，能夠根據溫度生成等效頻率。測量結果表明，本文提出的溫度-頻率轉換電路能夠檢測出-43℃～+85℃范圍內的溫度，電源電壓為0.8 V±10%，需要穩定的電源電壓。經過單點校正之后，提出的溫度傳感器測量出的溫度誤差小于±1℃。實際測試結果表明，相比其他的類似傳感器，提出的溫度傳感器的性能更適用于片上熱管理。

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林卓彬（1982-），女，吉林長春人，研究生，講師，主要研究方向為電氣自動化、電子技術、控制技術，linzhuobin13@sina.com；

楊華（1979），女，吉林長春人，研究生，講師，主要研究方向為電氣自動化、電子技術、控制技術。

Low Power Temperature Sensor Circuit Design Based on COMS 180 nm Process

LIN Zhuobin，YANG Hua*
（Brand School of Engineering and Technology，Changchun Vocational Institute of Technology，Changchun City，Jilin 130033，China）

In order to reduce the power consumption of the temperature sensor，a simple on-chip temperature-frequency converter circuit is proposed.The converter can detect temperature in terms of the proportional to absolute temperature（PTAT）current，and then converts the temperature equivalent to the frequency by using the source coupled multi-vibrator circuit.The proposed circuit has been designed and fabricated in a standard 180 nm CMOS technology and occupies area of about 0.061 mm2.Through many practical measurement.The test results show that when the power supply voltage is 0.8 V+10%，the temperature sensor can work within the temperature range of-43℃～+85℃，and after a single point after correction，the maximum temperature error is less than±1℃.When the power supply voltage is 0.8 V，the average power loss at+85℃is only 500 nW.

temperature sensor；temperature-frequency converter；PTAT；low power consumption

TP212.11

A

1005-9490（2016）05-1140-05

2015-11-04修改日期：2015-11-26

EEACC:7230；7320K10.3969/j.issn.1005-9490.2016.05.024