一種新型的原邊控制LED驅動電路研究與設計

孫大成，陳　智

（中國電子科技集團公司第四十七研究所，沈陽110032）

一種新型的原邊控制LED驅動電路研究與設計

孫大成，陳智

（中國電子科技集團公司第四十七研究所，沈陽110032）

為解決傳統的副邊控制方法存在控制電路復雜、成本高的問題，設計了一種應用于發光二極管（LED）照明的單級反激控制器中的原邊控制電路。通過對原邊反饋作輸出電流估計，然后將估計值與基準電壓作為誤差放大器的輸入來控制原邊導通時間，從而實現平均輸出電流的恒流控制。采用零電流開啟技術，在電壓谷底處打開功率管，減小了導通開關損耗。介紹了原邊控制的相關原理和整體電路結構設計。設計采用0.5μm BCD工藝，并通過Hspice仿真進行驗證。結果表明，該電路成功實現了平均輸出電流的恒流控制，驅動反激變換器工作在準諧振模式時有較高的轉換效率。

交流／直流；原邊控制；單級反激；輸出電流估計；LED驅動；峰值電流模式

1　引　言

如今LED在固態照明光源中越來越受歡迎，LED具有壽命長、工作溫度范圍寬、驅動電路簡易等諸多優點。LED驅動電路拓撲分為單級拓撲和兩級拓撲，原邊控制單級反激變換器具有成本低、體積小、電氣隔離、簡易等特點，因此在低成本小功率的LED驅動場合得到廣泛的應用。相比傳統的反激變換器采用光耦合器對輸出電流采樣而使得電源體積大、控制電路復雜，原邊控制單級反激變換器通過輔助繞組反饋原邊電壓間接采樣輸出電流，從而省去了光耦合器，簡化了控制電路，使得電源體積及成本減小［1－4］。筆者設計了一種應用于LED照明的單級反激控制器中的原邊控制電路，通過原邊反饋作輸出電流估計，然后將估計值與基準電壓作誤差放大來控制原邊導通時間，從而實現平均輸出電流的恒流控制。采用零電流開啟技術，在電壓谷底處打開功率管，減小了導通開關損耗。設計的電路特點結構簡單、成本低、容易實現，適用于低成本反激式LED照明控制器的應用場合。

2　傳統副邊控制原理

用于LED照明的傳統副邊控制反激變換器電路如圖1所示［5］。采樣電阻RS及光耦合器構成了副邊電流負反饋通路。負載電流ILED由采樣電阻RS獲得，為了不破壞變壓器兩邊的電氣隔離性，輸出電流的反饋由光耦合器來完成。

圖1　傳統副邊控制電路圖

因為光耦合器很難工作在高溫和有輻射的環境，所以工作在這樣環境下的光耦合器會影響反激變換器對輸出電流的恒流控制從而導致輸出電流劇烈變化，變化的LED電流將減少LED的壽命［2］。另外，傳統副邊控制的反激變換器體積大、控制電路復雜，使得電路成本增加［3，5］。采用原邊控制方法的反激變換器通過輔助繞組間接采樣輸出電流，從而省去了光耦合器且保持了變壓器兩邊的電氣隔離。

針對傳統的副邊控制存在的問題，我們設計了如下所示的原邊控制電路。

3　原邊控制原理

3.1整體電路結構及工作原理

筆者設計的用于LED照明的原邊控制原理如圖2所示。由輸出電流估計電路、誤差放大器、原邊峰值電流采樣電路、次級電感電流過零檢測電路、谷底檢測電路及導通計時器組成。

原邊采樣處理得到輸出電流的估計值，然后將估計值與基準作誤差放大來控制導通時間；谷底檢測電路控制開關管導通使得變換器工作在準諧振模式；峰值電流采樣補償電路對峰值采樣作補償提高線性調整性能。

相比文獻［3］所給出的原邊控制電路包含振蕩器及復雜的電流負反饋環，筆者設計的電路結構簡單，硬件成本低。

下面分析電路的具體工作原理。

峰值電流采樣電路通過采樣電阻RS得到原邊峰值電流IP_PK·RS。次級電感電流過零檢測的輸出信號是Vctl，其工作原理是：當D1導通有電流時，Vctl為高電平；當D1截止電流為零時，Vctl為低電平。故Vctl是一個占空比D'=tDIS／TS的脈沖信號，其中tDIS是D1導通時間、TS是開關周期。

圖2　原邊控制原理圖

IP_PK·RS與Vctl輸入到輸出電流估計電路作處理得到一個與輸出電流正比例的信號VIo_e并輸出到EA的負相端完成輸出電流反饋。

VIo_e與芯片內部參考電壓VREF作誤差放大得到EAOUT，輸出到導通計時器ON Timer來控制Q1的導通時間。Q1導通瞬間ON Timer開始計時，EAOUT電平越大計時時間越長，計時完成后輸出關斷信號VOFF來關斷Q1。

Q1關斷，變壓器電流從初級傳遞到次級，IS流向輸出電容CO及LED負載。當IS下降為零，初級電感及Q1漏極寄生電容構成的LC諧振回路發生振蕩，即Q1漏電壓振蕩。原邊電壓通過輔助繞組反饋及電阻分壓后輸入到谷底檢測電路。當谷底檢測電路在PSF檢測到諧振信號的波谷時，輸出一個開啟信號VON來打開Q1，即在Q1漏極電壓最小時開啟功率管使得導通損耗減小提高電源效率。故電路驅動變換器工作在準諧振模式。

另外，在COMP端外接頻率補償電容以提高系統環路的穩定性及PFC性能。

3.2輸出電流估計電路及其原理

輸出電流估計電路如圖3所示，由K倍增器、開關網絡及低通濾波器組成。

圖3　輸出電流估計電路

K倍增器由負反饋放大器設計。放大器采用折疊式共源共柵運放結構設計，其共源共柵電流鏡采用高擺幅的共源共柵電路。

電阻R1－R2對VIpk采樣后由B點反饋到運放的負相端，并與IP_PK·RS作誤差放大調節M1。當運放增益足夠大時，系統工作在深度負反饋狀態，有運放的正相端電壓等于負相端電壓，即可得VIpk表示為：

原邊峰值電流采樣值IP_PK·RS放大了1＋R1／R2倍，減小了地噪聲的影響。

開關管M2與M3組成開關網絡，并由Vctl控制其開關。當Vctl=1，M2導通、M3關斷，VIam=VIpk；當Vctl=0，M2關斷、M3導通，VIam=0。所以可得VIam是幅值等于VIpk、占空比等于Vctl的脈沖信號。

R3及C組成了低通濾波器，濾波器的截止頻率一般設計為小于變換器最小開關頻率的1／10［3］，即ωRC≤1／10·ω0（VIam）。根據信號與系統原理，當滿足上述頻率要求時，VIam的｛ak（VIam），k≠0｝頻譜分量被濾除，則VIam僅直流分量a0（VIam）通過［6］，即VIam表示為：

3.3恒流控制原理

如前文所述，設計的原邊控制電路驅動變換器工作在準諧振模式［7－8］，則理想的開關波形如圖4所示，每一個開關周期TS由三個部分組成：原邊導通時間tON，反激變壓器次級整流二極管D1導通時間tDIS，準諧振時間tQR。

圖4　理想的開關波形

忽略變壓器漏感的影響，由變壓器的電流關系IS_PK=NPS·IP_PK得：

由圖可知平均輸出電流可以表示為：

其中NPS是變壓器初級與次級的匝數比。

由圖2可知，電路正常工作時系統工作在深度負反饋狀態，則有VIo_e=VREF，即：

結合式（4）與式（5）可得平均輸出電流表達式為：

VREF、K是電路內部設計常量，NPS、RS是應用設計常量，所以平均輸出電流是恒定的。

4　仿真結果與分析

電路基于0.5μm BCD工藝設計，使用HSPICE進行仿真驗證，仿真結果表明設計的電路成功實現平均輸出電流恒定，并驅動變換器工作在準諧振模式。圖5所示的是恒流仿真結果，由圖可知，電路成功實現平均輸出電流的恒流控制。圖6所示的是電路主要的工作波形，由圖可知，當導通計時完成時輸出一個高電平脈沖VOFF關斷Q1；當檢測到電壓谷底時輸出一個高電平脈沖開啟Q1，即工作在準諧振模式。

圖5　恒流仿真結果

圖6　實際的開關波形

5　結束語

在LED照明控制器設計中，傳統的副邊控制方法存在控制電路復雜、成本高等問題，提出了一種原邊控制方法，通過原邊反饋處理得到輸出電流的估計值并進行恒流調制。相比同類型的原邊控制電路［3］，筆者設計的電路結構簡單、硬件成本少，適用于低成本的反激式LED照明控制器。基于理論設計分析，采用0.5μm BCD工藝實現了本文電路的具體設計，并通過Hspice仿真，驗證了電路的可行性和正確性。

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［6］Alan V Oppenheim，et al.信號與系統［M］.陜西：西安交通大學出版社，1998：124－237.Alan V Oppenheim，et al.Signals an Systems［M］.ShanXi：Xi'an Jiaotong University Press，1998：124－237.

［7］王蓓.50W LED驅動電源研究與設計［D］.西安：西安電子科技大學，2014.Wang Bei.The research and design of 50W LED Drive Power supply［D］.Xi'an：Xidian University，2014.

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Design of Novel Primary－Side Controlled Circuit for LED Lighting

Sun Dacheng，Chen Zhi
（The 47th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation，Shenyang 110032，China）

In order to solve problems such as control circuit complexity and high cost in the traditional secondary side control way，this paper presents methods and circuits of a primary－side control for LED lighting.The output current is estimated by the primary side feedback，and the error amplifier input is combined with reference voltage to control the primary side turn－on time and achieve constant average output current control.The zero－current turn on technology is used by opening power tube at the valley of primary side voltage to reduce switch－on power dissipation.It introduces the theory of the primary side control and the design of whole circuit.The process of 0.5μm BCD craft is used and Hspice simulation is conducted for circuit test.The results of simulation show that the proposed circuit successfully implements the constant average output current control and drives the flyback converter in quasiresonant mode to achieve higher efficiency.

AC／DC；Primary－side control；Single－stage flyback；Output current estimation；LED driver；Peak current mode

10.3969／j.issn.1002－2279.2016.01.021

TN432

A

1002－2279（2016）01－0083－04

孫大成（1977－），男，遼寧省昌圖縣人，高級工程師，主研方向：集成電路設計。

2015－09－25