374～747 MHz數字可調諧微帶濾波器

田登堯 ，馮全源，向乾尹

（西南交通大學微電子研究所，四川 成都 611756）

374～747 MHz數字可調諧微帶濾波器

田登堯 ，馮全源，向乾尹

（西南交通大學微電子研究所，四川 成都 611756）

通過在微帶開口諧振環加載數字可調電容，設計了一種新穎數字微帶可調濾波器，同時提出了新型的非均勻開口諧振環混合耦合結構，使諧振器間耦合系數隨諧振頻率的降低而增大，實現恒定絕對帶寬可調濾波器。接著對所提出的基于5 bit數字可調電容的數字可調微帶濾波器進行了仿真和制作，測試表明，其通帶中心頻率可實現374～747 MHz可調，?3 dB絕對帶寬在44～67 MHz之間變化，OIP3大于50 dBm。

恒定絕對帶寬；數字可調電容；帶通濾波器；微帶開口諧振環

1 引言

可調濾波器在電子對抗、通信對抗、跳頻電臺、無線電監測、多頻通信、軟件無線電等方面應用廣泛[1～3]，是增強射頻前端抗干擾能力、提升接收機靈敏度、拓寬射頻前端頻譜覆蓋范圍的核心器件。尤其是近年來隨著頻譜資源的日趨緊張，以及多模移動通信的發展，微波可調濾波器得到了極大的關注。

當前微波可調濾波器的調控主要包括磁可調、機械可調、半導體器件可調、射頻微機電系統（MEMS）可調等形式。其中，磁可調采用YIG諧振器，其可調范圍寬，但需要磁偏置，體積較大，主要應用于少量軍事裝備和測量儀器，難以推廣[4]。機械可調擁有高的線性度以及低的損耗，但其調節速度慢，體積大[5]。基于半導體變容二極管以及PIN管的可調濾波器的調節速度快，然而其線性度較低，另外還需要一個較寬可調范圍的電源加載到PN結上[6,7]，由于半導體變容二極管性價比高，近年來，基于變容二極管及微帶結構得到了大量的新型可調濾波器，如微帶 LC恒定帶寬可調濾波器[8]、微帶混合耦合恒定帶寬濾波器[9]、雙通帶獨立可調濾波器[10]等。射頻MEMS包括射頻MEMS開關以及射頻 MEMS變容器件[11]，可以用在低損耗以及小型化的微帶可調濾波器上，但射頻 MEMS需要復雜的偏置電路、嚴格的工藝制程以及封裝[12]，相關器件仍然較難獲得。隨著硅基CMOS微電子集成工藝的發展，最近一種擁有高線性度、小尺寸以及快速調節速度的半導體數字可調電容(DTC,digitally tunable capacitor)[13]被用于設計數字可調器件，如數字可調LC帶通濾波器[14]、天線可調匹配網絡[15]等。然而，這些設計中基于LC集總參數電路結構，雖然其電路拓撲簡單，但是其無源器件損耗較大、電路結構單一，限制了這些數字可調器件的性能。

DTC具有低成本、純數控特征，而微帶結構易于器件集成，設計自由度大、損耗低，是承載DTC的理想平臺。本文基于5 bit DTC加載開口諧振環，設計了一種新型的恒定帶寬全數字可調微帶濾波器。本文構建了新型的非均勻開口諧振環混合耦合結構，實現諧振器間耦合系數隨諧振頻率的降低而增大，達到恒定絕對帶寬的目的，并采用單片機控制板，利用SPI接口對可調濾波器進行全數字調控，最后對所提出的數字可調諧微帶濾波器進行了設計、加工、測試，驗證了其恒定帶寬純數字化可調諧特性。

2 可調帶通濾波器理論設計

根據濾波器綜合理論，濾波器的歸一化頻域響應特性可由其歸一化單位變換矩陣（M矩陣）確定，而M矩陣可由各級諧振器間的耦合矩陣（k矩陣）確定。

其中，ABW是絕對帶寬，f0是中心頻率，kij(i,j=1,2,…)代表從源看去第i級和j級諧振器間的耦合系數。由于濾波器的歸一化頻域響應特性由其 M 矩陣確定，為了維持濾波器在調諧過程中傳遞特性曲線相對中心頻率的穩定，需要維持Mij的穩定（變化小）。所以當耦合系數 kij隨調諧中心頻率 f0上升而下降時，可穩定其絕對帶寬ABW特性。從式(1)可以看出，要得到恒定帶寬，還得保證耦合系數kij的斜率滿足式(1)，故需要利用混合耦合的方法對耦合系數kij的斜率進行調節，以得到穩定的ABW帶寬特性。常見的調節耦合系數的方法有混合耦合調節法[16]，即利用單端接地的方法對相對獨立的電耦合和磁耦合進行調節，以得到預期的耦合系數。而本文則提出了另外一種利用非均勻結構對耦合系數進行調節的方法，如圖1所示為本文提出的二階新型微帶開口諧振環加載數控電容的可調濾波器微帶電路模型。

圖1 濾波器的電路模型

圖1中的微帶開口諧振器是具有對稱結構的半波長諧振器[17]，諧振器間通過非均勻結構實現以磁為主、電為輔的混合耦合，當電容 CL增大時，其混合耦合系數由于電耦合的降低而提升。具體定量分析可通過奇偶模法得到其諧振頻率與調控電容、以及耦合系數與諧振頻率的關系[16]。半邊開口諧振環的Yt矩陣的二階矩陣表達式如式(2)～式(4)所示。式中的下標e、o分別代表該奇模量和偶模量，Y1、Y2、Y3、Y4e,o、Y5e,o是各段微帶線的導納，1φ、2φ、3φ、φ4e,o、φ5e,o、6φ是各段微帶線的電長度，CL是開口諧振環兩端所加載的電容，ω為角頻率。

式(2)～式(4)中的變量 Ytde,o、Yt11ne,o、Yt22ne,o如式(5)～式(7)所示。

式(5)～式(7)中的變量 A1e,o、A0e,o、B2e,o、B1e,o、B0e,o、C1e,o、C0e,o如式(8)～式(14)所示。

式(8)～式(14)中的變量 X1e,o、X2e,o、X3e,o、X4e,o如式(15)～式(18)所示。

利用式(2)～式(4)可以求得從PortA看進去的輸入阻抗的奇模偶模表達式，如式(19)所示。

整體加載電容耦合導納矩陣如式(20)所示。

在得到整個濾波器的Y矩陣后，就能夠利用式(21)～式(23)求得可變電容 CL隨著中心頻率的變化表達式，以及耦合系數 k12隨中心頻率變化的表達式。利用式(20)可得到關于CL的一元二次方程，以求解取符合實際的CL。

表1是通過仿真軟件Sonnet仿真以及微帶線軟件計算的主要參數，其中，ω為角頻率，ω0表示其中心諧振角頻率。通過表 1中的參數以及式(22)，利用數值計算的方法得到不同L4和L5長度下的k12值，如圖2所示。這能表明k12斜率可以由非均勻的耦合結構中L4和L5的長度比來進行調節，從而滿足恒定絕對帶寬的要求。同時，k12的不同斜率對中心頻率隨 CL的調諧特性影響非常小，可實現帶寬的獨立設計。

表1 數字可調帶通濾波器主要參數

圖2 不同尺寸下的k12和CL計算對比

3 可調帶通濾波器物理實現

圖3 數字可調濾波器尺寸

基于上面的理論分析，通過仿真軟件 Sonnet的仿真優化，本文設計了如圖3所示的數字可調帶通濾波器結構。采用 5 bit DTC（digitally tunable capacitor）作為可調電容，其封裝大小為 2 mm×2 mm× 0.45 mm，輸入二階交調截止點（IIP2）是105 dBm、三階交調截止點（IIP3）是65 dBm，最大轉換時間是12 μs[13]，平均切換速度能達到100 kHz。由于DTC是基于內部MOS集成開關的數字化可調電容陣列，所以不需要射頻扼流器或者隔直電容。同時，DTC能與單片機等數字芯片之間直接利用SPI接口進行控制信號通信，簡化了電路設計。本文將 DTC加載于諧振器的開口處，實現對諧振器的純數字化、高速調諧，提升可調濾波器的線性度。

DTC電路仿真模型如圖4所示，其可調參數由式(25)和式(26)確定。

圖4 DTC的等效電路模型原理

其中，State=0,1,2,…,31，RP1=7 ?,RP2=10 k?,CP=0.5 pF,LS=0.27 nH。

由式(24)可知，其電容可調范圍為0.60～4.60 pF。基于上述模型，利用場—路協同仿真，可得到圖 3中電路的耦合系數及可調濾波特性如圖5所示。

圖5 不同中心頻率下的k12和CL仿真計算對比

圖5中的仿真 k12是通過對諧振器兩端加載弱耦合，從而得到不同頻率下的2個諧振頻率f1、f2，利用式(26)求得其仿真k12。

從圖5可以看出，k12隨著頻率的增加而減小，在電容從 0.6～4.6 pF變化過程中可調范圍為0.37～0.73 GHz。圖6(a)為其可調濾波器特性，圖中S11的幅值出現了較大波動，這是由于濾波器的阻抗特性會隨著頻率的變化而變化。本文采用微帶變壓器耦合的設計，使其在可調范圍內 S11lt;?10 dB 。圖6(b)為其帶寬和插入損耗統計特性。可見本結構可實現耦合系數斜率的調控，從而實現恒定帶寬可調濾波，相關理論計算與仿真吻合。

圖6 仿真結果（N=State）

4 加工與測試

本文基于 F4B-2 板材(εr=2.65,tanθ=0.001，h=0.8 mm)對圖3中所提出的結構無源部分進行了加工。其核心面積為50 mm×58 mm。采用PE64904 5 bit DTC并由MCU (STM8S103F3P6)控制，利用Agilent E5071C矢量網絡分析儀進行散射參數進行測量。該可調濾波器的S參數如圖7(a)所示。該濾波器的中心頻率在374～747 MHz變化時，其絕對帶寬變化在 44～67 MHz之間變化，其插入損耗是3～3.6 dB，其相對中心頻率的可調比率達到了 2，實現了恒定絕對帶寬的數字可調帶通濾波器。相關理論計算、仿真、測試結果吻合，證明了本文結構的正確性。

圖8是在不同輸入功率下的響應曲線，其插損在輸入功率?20～10 dBm變化時，僅改變0.04 dB，相比傳統基于變容二極管可調濾波器[16]具有明顯的線性度優勢。圖9是State為0時三階截止點OIP3的實際測試波形，其OIP3為50.9 dBm，其底噪NOUT為?95 dBm。通過文獻[18]中的方法，得到無雜散動態范圍SFDR。圖10中所示的是OIP3和SFDR隨頻率的變化曲線。

圖7 仿真和測試結果（N=State）

表2中列出了本文所設計的數字可調濾波器與其他相似濾波器的對比，從表2中可以看出，相對于 LC+DTC的濾波器結構，本文所提出的微帶線+DTC的結構具有插入損耗小的優點，只有該結構插入損耗的一半。而相對于微帶線+變容二極管的結構，雖然本文結構插入損耗較大，是因為 DTC的等效串聯電阻比變容二極管的大，本文中所用的PE64904的等效串聯電阻是在1.4～3.12 ?之間，而在文獻[16]中的變容二極管MA46H202的等效串聯電阻在0.2～0.9 ?之間。而在插入損耗變化相對不大的情況下，微帶線+DTC的結構具有數字化、單電源的特點，并且能夠達到比較寬的調節范圍，中心頻率調節比達到了2，而在所有用微帶線+變容二極管結構中，文獻[16]的中心頻率調節比最大，但也只是達到了1.66。同時，相對于文獻[8]和文獻[16]中的濾波器，本文所提出的微帶+DTC結構具有更好線性度，在中心頻率范圍為374～747 MHz時，其OIP3大于50 dBm。

表2 與其他參考文獻的比較

圖8 在不同輸入功率下的|S21|測試結果(State=15)

圖9 OIP3 測試(State=0)

圖10 不同諧振頻率下的OIP3和SFDR

5 結束語

本文基于微帶開口諧振加載 5 bit數字可調電容實現了新型的數字可調微帶濾波器結構。采用非均勻傳輸線耦合結構形成了磁為主、電為輔的混合耦合結構，實現了恒定絕對帶寬。通過奇模偶模法，得到了加載電容以及耦合系數隨頻率的變化關系，理論計算、仿真結果以及測試結果吻合良好。測試表明該濾波器在中心頻率為374～747 MHz變化時，其?3 dB絕對帶寬在44～67 MHz之間變化，其相對中心頻率的可調比率達到了2，其OIP3大于50 dBm，驗證了其純數字調控能力。相關器件可應用于軟件無線電、認知無線電、無線頻譜檢測等領域。

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374～747 MHz digital tunable microstrip filter

TIAN Deng-yao,FENG Quan-yuan,XIANG Qian-yin

(Institute of Microelectronics,Southwest Jiaotong University,Chengdu 611756,China)

A novel digital microstrip tunable bandpass filter based on digitally tunable capacitor loading microstrip open ring resonators was proposed. The novel non-uniform open ring resonances with mixed coupling structure was used to make the coupling coefficient of the resonators increases with the decreasing of resonance frequency and achieve a constant absolute bandwidth tunable filter. Then the proposed digital tunable microstrip filters based on 5 bit digitally tunable capacitance was simulated and manufactured. The measurement shows that the ?3 dB absolute bandwidth varies from 44～67 MHz while the central frequency of the passband varying from 374～747 MHz,the OIP3 is greater than 50 dBm.

constant absolute bandwidth,digitally tunable capacitor,bandpass filter,microstrip open ring resonators

s:The National Natural Science Foundation of China (No.61531016,No.61271090,No.61401375),Science and Technology Foundation of Sichuan Province (No.2015GZ0103),Central University Foundation (No.2682014RC24,No.2682015CX065)

TN713

A

2015-09-23；

2016-07-06

國家自然科學基金資助項目（No.61531016,No.61271090,No.61401375）；四川省科技支撐計劃基金資助項目（No.2015GZ0103）；中央高校基金資助項目（No.2682014RC24,No.2682015CX065）

10.11959/j.issn.1000-436x.2016163

田登堯（1988-），男，四川德陽人，西南交通大學博士生，主要研究方向為射頻及功率集成電路。

馮全源（1963-），男，江西景德鎮人，博士，西南交通大學教授、博士生導師，主要研究方向為集成電路設計、微波及毫米波技術、移動天線與智能天線系統和RFID 系統。

向乾尹（1982-），男，四川彭州人，博士，西南交通大學講師、碩士生導師，主要研究方向為可重構射頻、射頻識別與集成電路設計。