多路精密超聲波電動機驅動電源設計

岳惠峰，李有光，王新堯

(南京航空航天大學， 南京 210000)

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多路精密超聲波電動機驅動電源設計

岳惠峰，李有光，王新堯

(南京航空航天大學， 南京 210000)

超聲波電動機驅動電源以直接數字頻率合成技術為基礎，通過FPGA輸出8路PWM信號，再經隔離，2個全橋逆變電路和濾波電路，產生兩路可精密調節幅值、頻率和相位差的正弦驅動電壓。電源驅動頻率范圍19.8～50 kHz，頻率分辨率為0.186 Hz；相位差調節范圍0°～360°，相位分辨率最大為0.72°。該電源能為超聲波電動機的控制提供保證。

超聲波電動機電源；直接數字頻率合成技術；調頻；調相

0 引 言

超聲波電動機是利用超聲波振動作為驅動的新原理電機。自20世紀末以來，超聲波電動機得到了迅速的發展和應用，在照相機、汽車、醫療設備、航空航天、機器人、微型機械等領域已經開始使用超聲波電動機。超聲波電動機作為一種新的驅動器，具有很多優良的性能，如低速下具有大轉矩、無需減速裝置直接驅動、動作響應快、運行無噪聲、掉電自鎖、無電磁干擾等[2-3]。驅動超聲波電動機需要專門的驅動電源，要求電源輸出電壓的調頻范圍在超聲范圍之內，且輸出的電壓能調頻、調相與調幅。

近幾年國內對超聲波電動機驅動電源的研究在快速發展。浙江大學的傅平等研制出以 DSP輸出方波逆變方式工作的驅動電源，可以獲得驅動超聲波電動機所需的兩相幅值、頻率、相位可調的交變信號；哈爾濱工業大學的陳維山研制了一種基于DSP 的行波型超聲波電動機的驅動與控制系統，該系統實現了電機在諧振頻率點附近的頻率自動跟蹤、轉速反饋控制等功能。上述超聲波電動機驅動電源控制方法各有特點[4]，電源輸出的電壓有調頻、 調幅、調相的功能，實現對超聲波電動機的速度和位置的控制。但上述驅動電源輸出功率較小，輸出電壓可調范圍小，調節精度不高，不能滿足超聲波電動機精確控制的要求。

為了解決上述電源中存在的精度低、調節范圍小等問題，本文設計的精密超聲驅動電源的信號源以DDS (Direct Digital Synthesize)[5-8]技術為基礎，通過FPGA輸出8路PWM波信號，輸出8路PWM波信號的調頻、調相精度高，調節范圍廣。同時驅動電源的功放電路采用全橋移相控制方式，這種控制方式的優點是在實現超聲波電動機的調壓控制時，避免了傳統脈寬調制方式帶來的當脈寬過窄時脈沖信號丟失的問題。

1 驅動電源設計的依據

超聲波電動機工作頻率很高，一般超聲波電動機的工作頻率在19.8～50 kHz，但是對于單個超聲波電動機而言，其工作頻率范圍很窄，為保證電機能正常工作，要求電源輸出電壓的調頻精度高，以滿足電機驅動的需求。下面以自制的超聲波電動機為例說明，自制的超聲波電動機是一個縱彎復合型大功率旋轉超聲波電動機，由行波驅動，有4個振子。

圖1 超聲波電動機導納圓的理想圖

用阻抗分析儀(4294A)來測量自制電機振子的阻抗特性，其中測量電壓為1V，頻率掃描范圍為21.5～26kHz，取樣點數為801個。測量出這801個點阻抗值，然后利用軟件Origin畫出振子縱振和彎振的導納圓圖，其中橫坐標為電導g，縱坐標為電納b。振子縱振的導納圓實際圖如圖2所示，振子彎振的導納圓實際圖如圖3所示。

圖2 振子縱振導納圓

圖3 振子彎振導納圓

從圖2和圖3中可以得到超聲波電動機的幾個重要的頻率點：fi1為上半功率點的頻率，fi2為下半功率點的頻率，fs為串聯諧振頻率點的頻率。通過Origin軟件可得到從導納圓中各頻率點的信息，如表1所示。

表1 振子的縱振和彎振各頻率點的信息

超聲波電動機振子是一個容性負載，電機加預緊力時，振子的阻抗特性會隨著預緊力的增加而發生變化，因此電機的諧振頻率也會發生變化，后面將繼續研究這方面的問題，這里暫不作考慮。

超聲波電動機工作在兩個半功率點連線的右側半圓上的頻率點上時，串聯支路的有功功率大于無功功率，該支路的工作效率η≥50%。通常超聲波電動機工作頻率稍大于串聯諧振頻率，所以從串聯諧振頻率到下半功率點的這1/4圓弧是比較理想的工作區域。

由表1可知，超聲波電動機振子縱彎的下半功率點與串聯諧振頻率點的頻率差為32Hz，彎振的下半功率點與串聯諧振頻率點的頻率差為29Hz，自制超聲波電動機工作頻率范圍很窄。為了保證電機正常工作，要求電源輸出電壓具有較高的調頻精度。

2 驅動電源設計

2.1 電源的總體結構

設計的精密超聲波電動機驅動電源的結構如圖4所示。

通過獲取來自PC機的不同類型的控制字，FPGA開發板輸出4對8路可以調頻、調相和調節死區時間的PWM波信號。這4對PWM波信號經光耦隔離、全橋逆變電路、變壓器的電壓變換與隔離，以及匹配電路濾波，得到2路可調頻、調幅、調相的正弦驅動電壓以驅動超聲波電動機[10]。

2.2 信號源

由于電機的工作頻率范圍很窄，為準確找到電機正常工作頻率，需要電源輸出電壓的調頻精度高。信號源采用基于CycloneIV芯片EP4CE6E22C8的開發板進行設計與研究，該開發板采用50MHz的晶振。本文設計的累加寄存器為28位， 4個控制字(頻率控制字，相位控制字(兩個)，死區時間控制字)均為 24位數。

PWM波的生成原理主要通過設置4個N位累加寄存器C1，C2，C3，C4，累加寄存器的初始值均為0。在每一個時鐘脈沖下，累加寄存器累加一次，即累加寄存器的值加K (頻率控制字)，當累加器的值達2 N到時，累加器置零，完成一個周期，然后繼續累加。調節頻率控制字K，即可改變累加寄存器的累加次數，輸出波形的頻率f也改變。其PWM波生成的算法如圖5所示。

由于設置了4個累加寄存器，每個寄存器的初始計數時間是可以調整的。以第一個累加寄存器C1的初始計數時間為基準，通過改變其它3個累加寄存器的初始計數時間，可改變輸出4對PWM波的相位角。當累加寄存器C1達到K×H1時，累加存器C3開始計數；當C1計數到K×H2時，計數器C2開始計數；當C3計數到K×H2時，C4開始計數。移相控制字H1控制最后輸出兩路正弦波的相位差，而移相控制字H2(間接改變輸出波形的占空比) 控制最后輸出兩路正弦波的幅值。

圖5 PWM波生成的算法

在累加寄存器累加過程中，累加寄存器值的范圍為0～2N，以累加寄存器C1為例，將累加寄存器的值與2N-1進行比較。當C1<2N-1，pwm1輸出高電平，pwm2輸出低電平；當2N-1

PWM波輸出信號的頻率f和頻率分辨率：

(1)

(2)

式中：f 為輸出頻率；K為頻率控制字；N 為累加器的位數；fclk為時鐘脈沖的頻率。PWM波輸出信號的相位差和相位分辨率：

(3)

(4)

式中：f為輸出頻率；H(H1，H2)為相位控制字；K為頻率控制字；N為累加器的位數；fclk為時鐘脈沖的頻率。

PWM波輸出信號的死區時間：

(5)

式中：t為死區時間；T為死區時間控制字；fclk為時鐘脈沖的頻率。

由于頻率控制字為24位數，累加寄存器為28位數，由式(1)、式(2)可知，信號源輸出PWM波頻率的最大值為3.125 MHz，頻率分辨率為0.186 Hz。超聲波電動機的工作頻率一般在19.8～100 kHz，所以頻率的調節范圍控制在19.8～100 kHz范圍內。根據式(3)可知，PWM波的調相范圍很大，只要求相位調節范圍在0°～360°之內即可。由式(3)、式(4)可知，PWM波的相位差和相位分辨率與頻率(頻率控制字)有關。本文用自制超聲電動機進行實驗，通過阻抗分析可知，振子彎振的串聯諧振頻率約為23.107 kHz，當f=23.108 kHz時，由式(4)可以算出輸出PWM波信號的相位分辨率為0.17°。由式(5)可知，PWM波信號的初始死區時間為0.2 μs，死區時間分辨率為20 ns。

2.3 功放電路的設計

由于自制的超聲波電動機功率比較大，驅動電源的功放電路采用2個全橋逆變電路，即A全橋與B全橋，功放電路如圖6所示。從FPGA輸出的8路PWM波信號pwm1～pwm8經過光耦隔離，由IR2110驅動后輸出8路PWM波信號pwmA1～pwmB4。pwmA1～ pwmB4分別控制8個MOSFET開關管Q1～Q8。

圖6 電源的功放電路

圖6的電路采用全橋移相控制方法：所有MOSFET開關管的PWM控制信號占空比為50%，上、下橋臂開關器件的PWM信號互補。以A橋為例，通過調節MOSFET開關管Q1與Q4(或Q2與Q3)導通時間，即調節信號pwmA1與pwmA4(或pwmA2與pwmA3)的相位差α(調節移相控制字H2來實現)，即可改變A橋輸出電壓脈沖的占空比，即變壓器T1原邊電壓脈沖的占空比輸出電壓的幅值會改變，因此電機轉速也會改變。移相控制信號的示意圖如圖7所示[11]。

圖7 移相控制信號示意圖

3 實驗結果

以DDS技術為基礎設計的PWM信號發生器經過實驗，得到需要的波形。在實驗中，PC機與FPGA之間通過串口通信完成數據的傳輸。在PC機上利用串口調試助手，向FPGA寫入32位數的控制字(分四次傳輸，一次傳輸8位數據)，通過輸入不同的控制字，實現輸出波形頻率、相位和死區時間的調節。

當K=24’h01E49C，H1=24’h0000CB，H2=24’h00012A，T=24’h000049(注：控制字為十六進制表示方式)；當頻率控制字K=24’h01E49C，通過式(4)可知，f=23.108kHz，此頻率為自制電機振子彎振的串聯諧振頻率。實測的PWM波形頻率23.1081kHz。輸出的PWM波實測波形如圖8所示。計算頻率f=23.1080kHz，實測頻率f=23.1081kHz，實際數據與理論數據存在一點偏差，但在誤差允許的范圍內，基本滿足實驗的需求。

(a) pwm1～pwm4實測波形

(b) pwm5～pwm8實測波形

(c) pwm1，pwm3，pwm5，pwm7實測波形

圖8PWM實測波形

4 結 語

驅動電源的性能直接決定超聲波電動機各項輸出參數的質量。該新型驅動電源以DDS技術為基礎，利用FPGA技術與全橋移相控制技術，使電源輸出信號的頻率分辨率為0.186Hz，相位分辨率最大為0.72°。調頻精度、調相精度得到提高，同時輸出信號的穩定性較好，頻率和相位差的調節范圍大，滿足驅動和控制電機的要求。現階段已完成信號發生器的研制與測試，功放電路的設計，振子研制與測試等，但電機整體還未組裝，所以有些實驗還未完成，如電機轉速和扭矩的測量。后期任務是完成電機的組裝，然后進行電機性能的測試，以驗證該電源的性能，完成電源的改進工作。

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Research on Driving Power of Ultrasonic Motors

YUE Hui-feng,LI You-guang,WANG Xin-yao

(Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,Nanjing 210000,China)

The purpose of this article is to design a driving power for the self-made ultrasonic motor. The power was based on the direct digital frequency synthesis technology. 8-way PWM signals were put out from the FPGA and flow through the isolation, the 2 full-bridge inverter circuit and the filter circuit. After that, the PWM signals were converted into frequency control, phase shifted control and dead-time control of the two-phase sinusoidal driving voltage. The frequency range of power is 19.8～50 kHz, and the frequency resolution is 0.186 Hz; the phase range is 0°～360°, and the maximum resolution of phase is 0.72°. The power can provide a guarantee of control for the ultrasonic motor.

driving power; DDS; frequency control; phase shifted control

何洪軍，博士，研究方向為機器人整機及系統集成、感知系統和算法等。

2015-08-14

TM359.9

A

1004-7018(2016)03-0038-03