采用雙共模內回路抑制非隔離光伏并網系統的共模電流的研究

趙瑞廣 劉棟良, 崔麗麗 魏紅梅

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采用雙共模內回路抑制非隔離光伏并網系統的共模電流的研究

趙瑞廣1劉棟良1,2崔麗麗1魏紅梅2

（1. 杭州電子科技大學自動化學院 杭州 310018 2. 臥龍電氣集團股份有限公司 上虞 312300）

非隔離光伏并網系統中共模電流高頻分量的存在會使系統穩定性下降，在低功率運行時，對發電質量影響較大。單共模內回路法對高頻分量抑制效果不理想。在構建共模電路等效模型，分析共模電流產生原因的基礎上，提出了一種構建雙共模內回路抑制共模電流高頻分量方法。該方法在保證共模電流滿足并網要求的前提下克服了單共模內回路發生高頻諧振的缺點，很好地抑制了外部寄生回路共模電流中的高頻分量。最后通過仿真和實驗證明了所提方法的有效性。

非隔離 光伏并網系統 共模電流 內回路 高頻分量

0 引言

光伏并網逆變器是光伏并網發電系統中不可缺少的部分，傳統逆變器帶有工頻變壓器或高頻變壓器。工頻變壓器安裝在交流輸出側，體積龐大，安裝不方便，并降低了逆變器的效率；高頻變壓器雖然使逆變器體積縮小，但安裝在直流側，增加了主電路的復雜程度，降低系統穩定性，影響系統效 率[1]。為了克服這些缺點，提高逆變器的效率，目前在一些小容量、家用光伏逆變器中普遍采用無變壓器結構。雖然無變壓器結構縮小了逆變器體積，提高了系統的效率，降低了成本，但是由于光伏系統與電網之間缺少電磁隔離[2]，系統中光伏組件和地之間產生的寄生電容與電網形成共?；芈罚a生共模電流，對整個系統的安全性產生不利影響。

目前抑制共模電流的方法主要有兩種：①采用具有抑制共模電流特性的逆變拓撲結構和改進調制方式[3]。文獻[4,5]中的帶直流旁路的全橋拓撲、半橋拓撲、帶交流旁路的全橋拓撲等和文獻[6]提出的抑制共模電流拓撲等結構在PWM調制的續流階段對電網側與直流側具有解耦作用，保證了共模電壓的恒定。文獻[7]中的中性點鉗位型拓撲也具有抑制共模電流的能力；②交流側增加電磁干擾（Electro Magnetic Interference, EMI）濾波器。EMI濾波器增加了共模回路中的阻抗，對并入電網的共模電流具有抑制作用，能有效抑制共模回路的電流。目前實行的并網標準要求并網運行中共模電流不超過30mA[5,8,9]。通過以上兩種方法共模電流大小一般情況下低于30mA，但共模電流中存在大量的高頻分量，高頻分量流經電網造成供電質量下降，大量的高頻分量給逆變器帶來較大的電磁干擾，使整個系統的穩定性降低，也會使逆變器內部的電力電子器件壽命降低，導致逆變器的壽命縮短。逆變器為了防止由于對地共模電流過大而產生觸電事故，通常在逆變器輸出側安裝有漏電保護裝置，在外界環境發生變化特別是在陰雨等天氣造成寄生電容值變化較大時，共模電流中高頻分量將會急劇變大從而引起漏電保護裝置動作，使系統停止工作；這往往給用戶帶來不必要的損失。若未來分布式光伏發電普及程度較高，眾多家庭安裝的光伏并網系統因此而同時停止工作，將造成電網電壓產生跌落，從而影響電網的穩定性。

近年來，有學者提出在系統的輸出側設置共模內回路的方法來抑制共模電流。文獻[10]中提出將交流側電壓中點與直流側電壓中點連接構成一路共模內回路。文獻[11,12]在輸出端與直流負母線之間增加RC吸收支路構成單共模內回路。但是文獻[10-12]均沒有對共模電流做進一步分析，也沒有對比分析共模內回路對共模電流高頻分量的抑制作用。并且單共模內回路法易使共模電路產生高頻諧振，在諧振頻率段產生較大共模電流。

本文從共模電流的高頻分量出發，通過建立共模等效電路深入分析共模電流的高頻分量及其產生的原因。針對共模電流中存在的高頻分量，提出一種構建雙共模內回路抑制共模電流高頻分量的方法。該方法不改變原有的拓撲結構，并且參數整定簡單。通過Matlab/Simulink仿真證明了其能夠有效抑制共模電流的高頻分量。最后通過實驗證明了所提方法對抑制共模電流中的高頻分量有明顯效果。

1 非隔離光伏并網系統共模電流分析

1.1 共?；芈纺Ｐ头治?/h3>

對于非隔離型光伏并網逆變器，目前市場上小功率分布式光伏并網系統，特別是安裝在用戶住宅的并網系統主要采用兩級式單相光伏并網系統[13-15]，如圖1所示。該系統中，前級Boost電路主要完成MPPT功能[16]，在穩態時直流母線電壓dc控制在恒定值，此時前級Boost電路輸出側可等效為穩定的直流電壓源。后級完成電能從直流到交流的變換，通常采用具有抑制共模電流能力的拓撲[17,18]。

圖1 考慮寄生參數的兩級式單相光伏并網系統

圖1中的兩級式單相光伏并網系統，采用了方框Ⅰ內所示的H6逆變拓撲，輸出側除采用LC濾波器外還增加了方框Ⅱ內由cm1、Y1、Y2、cm2組成的EMI濾波器，以此抑制共模電流。根據共模電壓、差模電壓的定義可得逆變器的共模電壓cm、差模電壓dm分別為

（2）

由式（1）、式（2）可得A、B端電壓分別為

（4）

本文主要考慮對共模電流中高頻分量的抑制，所以在共模等效電路中忽略電網電壓對共模電路影響，根據式（3）、式（4）可得如圖2所示的兩級式光伏并網系統共模等效電路，PV為等效寄生電容。

圖2中共模電感位于差模支路中，因共模電感對差模信號不起作用，所以將其移到共模支路中可得如圖3所示簡化共模等效電路。

圖2 共模等效電路

圖3 簡化共模等效電路

根據電路等效原理，將差模電路進行等效并將支路阻抗進行等效計算后可得圖4所示最簡共模等效電路。

圖4 最簡共模等效電路

圖4中，為共模電路等效阻抗；dm-t為等效差模電壓，表示為

（6）

其中，1、1、1-2分別為

（8）

（9）

根據圖4可得共模電壓回路總電壓cm-t為

理想情況下1=2，共?；芈房傠妷篶m-t為

（11）

1.2 共模電流分析

以圖1所示拓撲結構為例，本文在目前廣泛應用的H6逆變拓撲結構基礎上分析共模電流的主要分量。從共模等效電路、H6逆變拓撲調制方式和負載三方面分析共模電流的主要分量，本節重點分析高頻分量產生的原因。

在理想情況下采用具有共模抑制能力的拓撲結構能夠使共模電壓維持恒定值不變，不存在調制頻率段諧波，但是由于開關器件開通和關斷過程中的動態過程不一致或開關器件驅動脈沖信號不一致[19]導致共模電壓變化。例如，圖1中H6橋在正半周期調制過程中由于動態過程不一致或開關器件驅動脈沖信號不一致，導致VT1和VT4由導通狀態關斷時VT4先于VT1關斷，此時根據式（11）得cm-t為

直到VT1關斷cm-t才恢復到dc/2，這種情況將會導致共模電壓產生一個尖峰脈沖。同理若VT1先于VT4關斷，cm-t將會產生dc/4的突變。最嚴重的情況下，共模電壓的波動頻率與逆變橋調制頻率相同。

逆變橋在模態變換過程中造成的電路諧振使共模電壓產生波動。因逆變器采用PWM方式，共模電壓中含有各次諧波，特定諧波使共模等效電路阻抗為純阻性或局部LC支路為純阻性將會導致諧振發生。從式（5）中可以看出，無論在共模電路發生整體諧振還是局部諧振，根據諧振的程度電路阻抗在諧振頻率附近將會比在非諧振頻率段有所降低，從而在相同高頻共模電壓的情況下產生更大的共模電流。

由式（2）、式（10）可以得出，由于輸出濾波電感1、2不對稱將會給共?；芈芬胍蚤_關頻率變化的差模電壓。以1、2電感值相差10%為例，此時cm-t為

由于1、2不對稱，在共模電壓中引入了0.025dm波動分量。其中波動分量包含開關頻率變化的高頻分量和工頻分量。

前級Boost電路在工作過程中導致的光伏陣列輸出端的電壓波動[20]會使共模電壓產生波動。這些非理想因素都會導致共模回路中產生調制頻率段共模電流。

電網可視為整個系統的負載，圖2共模回路中在不忽略電網電壓時，總電壓為

式（14）可見cm-t中具有工頻波動分量并且幅值為電網電壓幅值的一半，所以共模電流中具有較大的工頻分量。除此之外，由于逆變器采用PWM調制方式，工作過程中不可避免會在共模電壓中產生低次諧波分量，而無源LC濾波器和EMI濾波器濾除低次諧波的能力較弱，從而使共模電流中存在一定量的低次諧波分量。

綜上所述，共?；芈分姓{制頻率段分量、諧振頻率段分量和工頻頻率段分量是共模電流的主要分量。

2 增加共模內回路方法抑制共模電流

2.1 構建單共模內回路抑制共模電流

在采用構建共模內回路抑制共模電流的方法中，以圖5所示方法構建帶有單共模內回路的光伏并網系統。EMI濾波器為LCL型，并將濾波器原有的Y電容用RC支路1-1、2-2替換連接至直流負母線側構成共模內回路[12]。圖6為帶有單共模內回路的共模等效電路，其中1-2、1-2分別為

（16）

圖5 帶有單共模內回路的光伏并網系統

Fig.5 The single phase PV grid-connected system with single common mode inner loop

圖6 帶有單共模內回路的共模等效電路