基于超級電容的后備式UPS系統設計

韓冬林， 徐琤穎， 陳　愚

(天津中德應用技術大學，天津300350)

基于超級電容的后備式UPS系統設計

韓冬林， 徐琤穎， 陳愚

(天津中德應用技術大學，天津300350)

采用高性能數字信號控制器dsPIC33FJ16GS504和新型的電源管理芯片XL4501，完成了基于超級電容的后備式UPS系統軟硬件設計，給出了超級電容充電管理電路和UPS逆變控制電路設計方法，討論了基于數字信號控制器芯片的算法程序流程，并且用樣機驗證了設計。

超級電容；后備式UPS；dsPIC33FJ16GS504；XL4501

在UPS電源中，儲能系統是一個重要的角色，影響到UPS體積、壽命及成本，常見為鉛酸電池模塊，具有價格便宜、穩定性高等優點，但廢棄時需要回收，否則會造成環境污染[1]，大量統計數據資料表明，目前12 V系列鉛酸蓄電池其平均使用壽命大約只有3～4年[2]，因此UPS電源的環保安全問題值得進一步加深研究，傳統的以鉛酸蓄電池模塊作為儲能單元的UPS電源系統需要尋找長壽命、環保型的儲能元件。超級電容器是近幾十年來，國內外發展起來的一種介于常規電容器與化學電池二者之間的新型儲能元件，它具備傳統電容器的放電功率，同時也具備化學電池儲備電荷的能力[3]，超級電容具有極其優良的充放電性能，在額定電壓范圍內，可以以極快的速度充電至任意電壓值，放電時則可以釋放出所存儲的全部電能，而且沒有蓄電池快速充電和放電的損壞問題[4]，此外,超級電容還具有內阻小,充放電效率高(90%以上)，循環壽命長(幾萬至十萬次)，無環境污染等獨特的優點[5]。基于超級電容器的優良特性，本文設計了一種后備式UPS系統，給出了超級電容充電管理電路、推挽式DC-DC轉換電路、全橋逆變整流電路硬件方案，討論了基于數字信號控制器芯片的算法程序流程，實現了數字化電源管理系統軟硬件的多參數優化設計。

1　超級電容充電管理電路設計

1.1超級電容特性分析

本設計采用凱美能源公司的高功率HP型超級電容器作為儲能單元，型號為HP-2R7-J407UY-LR，該超級電容器單體的外形尺寸為35mm(直徑)×62mm(長度)，額定電容量為400 F，額定工作電壓為2.7 V，直流內阻為20 mΩ，1 kHz下的交流內阻為10 mΩ，額定工作電流為60 A，最大工作電流為108 A，24 h漏電流僅為4 mA，最大能量為405 mWh，能量密度為5 790 mWh/kg，最大功率為91.1 W，常溫25℃條件下充放電循環工作壽命可達100萬次。HP-2R7-J407UY-LR超級電容器單體的循環壽命曲線如圖1所示[6]。

圖1　HP-2R7-J407UY-LR超級電容器單體循環壽命曲線

分析以上技術數據可以得出HP系列超級電容器的主要特性如下：

(1)器件體積小，電容量大。

(2)電容器內阻小，充放電損耗小，具有很高的充放電效率。

(3)允許大電流工作，可以快速充放電循環工作，大電流能量循環效率高。

(4)常溫條件下可以達到百萬次的循環工作壽命。

(6)超級電容器的能量密度雖然顯著高于普通的電解電容器，但是還遠未達到鉛酸蓄電池的能量密度等級。

(7)超級電容器的額定工作電壓較低，需要采用電容器串聯的方法構成儲能單元組件，串聯的超級電容器組件需要加有串聯均壓裝置才能正常工作。

1.2恒流源充電電路設計

本設計選用XLSEMI公司的XL4501作為超級電容器恒流限壓充電控制芯片，該芯片是一款高效降壓型DC-DC轉換器，可工作在8～36 V直流輸入電壓范圍，內部集成恒流源控制環路和功率MOSFET，固定150 kHz的PWM開關頻率，輸出電壓從1.25～32 V可調，最大5 A開關電流輸出，芯片最小工作壓差僅為0.3 V，主要應用于充電電源和大功率LED驅動電路設計。XL4501芯片內部功能如圖2所示[7]。

圖2　XL4501芯片內部功能圖

XL4501芯片的FB管腳為輸出電壓反饋輸入端，可以通過外部電阻分壓網絡檢測輸出電壓值并進行PWM占空比的調整，芯片內部參考電壓值VREF為1.25 V。XL4501芯片的CS管腳為輸出電流檢測引腳，通過調整外部電流檢測電阻的阻值就可以限定最大輸出電流值。

XL4501恒流源限壓充電電路如圖3所示。在本設計中，由于采用了6個串聯工作的超級電容器作為儲能單元，每個電容器的額定電壓為2.7 V，所以充電電壓最大值限定為16.2 V。圖3中充電電路的最大輸出電壓VOUT計算公式如下[7]：

圖3　XL4501恒流源限壓充電電路圖

因為電路中的R1=1 kΩ，R2=12 kΩ，VREF=1.25 V，所以最大輸出電壓VOUT計算值為16.25 V，滿足6個串聯工作的超級電容器最大充電電壓限定值的要求。圖3中充電電路的輸出電流IOUT計算公式如下[7]：

因為電路中的R3=30 mΩ，VCS=110 mV，所以最大輸出電流IOUT計算值約為3.67 A，超級電容器儲能單元的充電電流被限制在3.67 A以內。

1.3串聯均壓電路設計

超級電容器在生產制造過程中，存在著工藝和材質的不均勻問題，同批次同規格的電容在內阻、容量等參數上存在著某些差異，因此超級電容器組件在使用時需要加有串聯均壓裝置，來提高組件的能量利用率和安全性[8]。本設計選用TOREX公司的XC61CC2702MR作為串聯均壓電路控制芯片，該芯片是一款高精度低功耗電壓檢測器，電壓檢測精度高達1%，溫度漂移特性低至100 PPM/℃，適用于微處理器復位電路和電池充電電壓檢測電路設計。XC61CC2702MR芯片內部功能如圖4所示[9]。

圖4　XC61CC2702MR芯片內部功能圖

XC61CC2702MR芯片的檢測電壓額定值為2.7 V，與超級電容器單體的額定電壓相匹配，當圖3中的VIN達到2.7 V以后，芯片的圖騰柱電壓輸出管腳VOUT電平翻轉。超級電容器串聯均壓電路如圖5所示。

圖5　XC61CC2702MR串聯均壓電路原理圖

如圖5所示：超級電容器單體C1上的充電電壓由XC61CC2702MR芯片的VIN管腳檢測。當電容單體上的充電電壓低于2.7 V時，XC61CC2702MR芯片的輸出管腳VOUT為低電平0 V，MOSFET開關Q1截止；當電容單體上的充電電壓高于2.7 V時，XC61CC2702MR芯片的輸出管腳VOUT為高電平，輸出電壓值為VIN，MOSFET開關Q1導通，超級電容器單體C1上的多余的電荷經R1～R3限流后泄放掉，從而保證了串聯超級電容器組件中每個單體上的充電電壓均衡在額定工作電壓2.7 V附近。Q1選用了TOREX公司的低驅動電壓型功率MOSFET開關，型號為XP161A1355PR，該器件的門極驅動電壓僅為1.5 V，從而保證了當電容單體上的充電電壓高于2.7 V時Q1能夠可靠導通。

2　UPS逆變電路設計

2.1推挽式DC-DC轉換電路設計

推挽式DC-DC轉換電路工作原理如圖6所示。當Q1導通時，輸入電流從+VIN通過變壓器T1初級的上半繞組饋入，經過MOSFET開關Q1進入輸入電源地端，此時變壓器T1次級的整流二極管D1截止、D2導通，次級的感生電壓經過D2和L1給輸出電容C2充電；當Q1截止并經過PWMH/PWML驅動脈沖死區延時后，Q2開始導通，輸入電流從+VIN通過變壓器T1初級的下半繞組饋入，經過MOSFET開關Q2進入輸入電源地端，此時變壓器T1次級的整流二極管D1導通、D2截止，次級的感生電壓經過D1和L1給輸出電容C2充電，如此循環往復，實現DC-DC轉換功能。推挽式DC-DC轉換電路的輸出電壓VOUT計算公式如下：

式中：N2/N1為變壓器T1的次級/初級匝數比；DUTY為PWMH/PWML驅動脈沖的占空比(0%～50%)。

圖6　推挽式DC-DC轉換電路工作原理圖

推挽式DC-DC轉換電路設計中有2個關鍵點需要考慮，其一是MOSFET開關Q1和Q2不允許同時導通，PWMH和PWML驅動脈沖導通切換時必須要加入死區時間控制；其二是Q1和Q2的器件耐壓值至少要高于工作電壓兩倍以上才能保證正常工作時不被擊穿。在本設計中，推挽式DC-DC轉換電路的VIN為6個串聯工作的超級電容器儲能單元的輸出電壓，理論上VIN的最大值為16.2 V，所以選用FAIRCHILD公司的N溝道MOSFET開關FDP2532，該器件的耐壓值為150 V，工作電流79 A，導通電阻16 mΩ，完全能夠滿足DC-DC轉換電路中Q1和Q2的器件耐壓設計要求，另外本設計采用MICROCHIP公司的dsPIC33FJ16GS504數字信號控制器作為主控芯片，該芯片內部集成了高速PWM功能模塊，支持多種PWM工作模式和輸出形式，非常適用于電源轉換應用。dsPIC33FJ16GS504芯片內部的PWM模塊具備4個獨立的PWM發生器，提供8路PWM驅動信號輸出管腳，支持標準邊沿對齊輸出模式和推挽互補輸出模式，最高死區分辨率1.04 nS[10]，完全滿足本設計對于DC-DC轉換電路PWMH/PWML驅動信號控制的要求。基于dsPIC33FJ16GS504數字信號控制器的推挽式DC-DC轉換器控制算法流程如圖7所示。

如圖7所示：控制算法軟件首先根據推挽式DC-DC轉換器的額定輸出電壓設定控制程序參考電壓VREF，并且通過dsPIC33FJ16GS504數字信號控制器內部的采樣保持電路(S&H)和模數轉換電路(ADC)，將DC-DC轉換器的實際輸出電壓VOUT數字化并讀取到控制程序，然后計算出誤差電壓數值(Voltage Error)，經過PID程序計算出所需要的PWM信號的占空比(DUTY)，最后通過PWMH/PWML管腳輸出PWM驅動信號給MOSFET開關Q1和Q2，推動變壓器T1工作，實現推挽式DC-DC轉換器閉環算法控制功能。

圖7　基于數字信號控制器的推挽式DC-DC轉換器算法流程圖

2.2全橋逆變整流電路設計

全橋逆變整流電路工作原理如圖8所示，當Q1/Q4導通、Q2/Q3截止時，輸入電流從+VIN通過MOSFET開關Q1正向饋入變壓器T1初級繞組，再經過MOSFET開關Q4進入輸入電源地端，此時變壓器T1次級的整流二極管D1導通、D2截止，次級的感生電壓經過D1和L1給輸出電容C2充電；當Q1/Q4截止、Q2/Q3導通時，輸入電流從+VIN通過MOSFET開關Q3反向饋入變壓器T1初級繞組，再經過MOSFET開關Q2進入輸入電源地端，此時變壓器T1次級的整流二極管D1截止、D2導通，次級的感生電壓經過D2和L1給輸出電容C2充電，如此循環，實現全橋逆變整流功能。全橋逆變整流電路的輸出電壓VOUT計算公式如下：

式中：N2/N1為變壓器T1的次級/初級匝數比；DUTY為PWM1H/PWM1L和PWM2H/PWM2L驅動脈沖的占空比(0%～50%)。

圖8　全橋逆變整流電路工作原理圖

基于數字信號控制器的全橋逆變整流電路設計的關鍵在于正弦波輸出電壓、輸出電流的實時采樣與PWM驅動信號占空比實時調整之間的控制算法設計與優化，基于dsPIC33FJ16GS504數字信號控制器的全橋逆變整流器控制算法流程如圖9所示。

如圖9所示：控制算法軟件首先根據程序中的正弦波查找表得到第一個正弦波電壓參考值 (Sinusoidal Reference)，并且通過dsPIC33FJ16GS504數字信號控制器內部的采樣保持電路(S&H)和模數轉換電路(ADC)，將正弦波輸出電壓和輸出電流的實際值讀取到控制程序，然后計算出誤差電壓數值(Voltage Error)，經過PI程序計算出所需要的正弦波電流參考值(Current Reference)，并將該數值與實際輸出電流的反饋值(Current Feedback)相比較，計算出誤差電流數值(Current Error)，最后由P調節器程序計算出PWM驅動脈沖的占空比數據，通過PWM1H/PWM1L和PWM2H/PWM2L管腳輸出驅動信號給MOSFET開關Q1/Q4和Q2/Q3，推動全橋逆變整流輸出電路工作，如此循環往復，實現了正弦波輸出電壓、輸出電流的實時采樣與PWM驅動信號占空比實時調整之間的軟硬件協同控制功能。

圖9　基于數字信號控制器的全橋逆變整流器算法流程圖

3　結論

本文設計的基于超級電容器的后備式UPS系統樣機采用了高性能的數字信號控制器dsPIC33FJ16GS504和新型的電源管理芯片XL4501，實現了對超級電容器充電管理電路和UPS逆變控制電路的優化設計。該樣機已經通過了工業現場應用試驗，試驗結果表明：基于超級電容器的后備式UPS系統非常適用于嵌入式工業控制計算機中對于掉電后實時數據備份存儲的應用需求，相比于以鉛酸蓄電池作為儲能單元的傳統UPS電源，以超級電容器作為儲能單元的新型UPS電源系統在使用壽命和環保性能方面均占有明顯優勢。

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Design of backup UPS system based on super capacitors

HAN Dong-lin,XU Zheng-ying,CHEN Yu
(Tianjin Sino-German University of Applied Sciences，Tianjin 300350，China)

Using high performance digital signal controller dsPIC33FJ16GS504 and a new type of power management chip XL4501,completed hardware and software designs of backup UPS system based on super capacitors,listed the design method of super capacitor charge control circuits and UPS inverter control circuits,discussed the algorithm program flow of digital signal controller,at last using prototype verify the design.

super capacitor;backup UPS;dsPIC33FJ16GS504;XL4501

TM 53

A

1002-087 X(2016)10-2036-04

2016-03-20

韓冬林（1966—），男，天津市人，正高級工程師，主要研究方向為傳感器與電控技術。